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パルス回路-信号
- 信号*は情報を伝えるだけでなく、回線の状態も表します。 任意の回路の機能は、それが生成する信号によって調べることができます。 したがって、信号の簡単な紹介からこのチュートリアルを開始します。
電子信号
電子信号は、私たちが遭遇する通常の信号に似ており、何かを示したり、何かについて知らせたりします。 電子信号のグラフィック表示は、信号の振幅や位相などのパラメーターの周期的な変化に関する情報を提供します。 また、電圧、周波数、時間などに関する情報も提供します。
この表現は、伝達される情報または受信される信号に何らかの形をもたらします。 特定のバリエーションに従って形成された信号のこのような形状には、正弦波信号、三角信号、鋸歯状信号、方形波信号などの異なる名前を付けることができます。
これらの信号は、主に単方向信号と双方向信号と呼ばれる2つのタイプです。
- 単方向信号-正または負のいずれかの方向にのみ流れる場合の信号は、単方向信号と呼ばれます。 + 例-パルス信号。
- 双方向信号-ゼロ点を横切る正と負の両方向に変化する信号。このような信号は双方向信号と呼ばれます。 + 例-正弦波信号。
この章では、パルス信号とその特徴的な機能について説明します。
パルス信号
パルス形状は、ベースライン値からより高いまたはより低いレベル値への急速または突然の過渡変化によって形成され、一定時間後に同じベースライン値に戻ります。 このような信号は、パルス信号と呼ばれます。
次の図は、一連のパルスを示しています。
パルス信号は、方形信号に似ていますが、方形波のように対称ではない単方向の非正弦波信号です。 一連の連続パルス信号は、単にパルス列と呼ばれます。 パルス列は、ベースラインレベルからの突然の高レベルと突然の低レベルの遷移を示し、それぞれON/OFFとして理解できます。
したがって、パルス信号は信号のオンとオフを示します。 電気スイッチにパルス入力が与えられると、与えられたパルス信号に応じてオン/オフになります。 パルス信号を生成するこれらのスイッチについては、後で説明します。
パルス信号に関連する用語
知っておくべきパルス信号に関連する用語はほとんどありません。 これらは、次の図の助けを借りて理解できます。
上の図から、
- パルス幅-パルスの長さ
- 波形の周期-あるサイクルの任意のポイントから次のサイクルの同じポイントまでの測定
- デューティサイクル-周期に対するパルス幅の比率
- 立ち上がり時間-最大振幅の10％から90％に上昇するのにかかる時間。
- 落下時間-時間信号は最大振幅の90％から10％に落ちるのにかかります。
- オーバーシュート-波形の立ち上がりが通常の最大値を超えたときに発生すると言われています。
- アンダーシュート-波形の後縁が通常の最大値を超えたときに発生すると言われています。
- リンギング-アンダーシュートとオーバーシュートの両方に、リンギングとして知られる減衰振動が続きます。
減衰振動は、信号の振幅と周波数の減少を示す信号の変動であり、役に立たず、望ましくありません。 これらの振動は、「リンギング」として知られる単純な外乱です。
次の章では、BJTを使用して行われる電子機器の切り替えの概念について説明します。 電子回路のチュートリアルで、ダイオードを使用したスイッチングについて既に説明しました。 ご参照ください。
パルス回路-スイッチ
スイッチは、回路または接点を「作成」または「切断」するデバイスです。 同様に、アナログデータをデジタルデータに変換できます。 スイッチが効率的であるための主な要件は、素早く、スパークせずに切り替えることです。 重要な部分は、スイッチとそれに関連する回路です。
3つの*タイプのスイッチ*があります。 彼らは-
- メカニカルスイッチ
- 電気機械スイッチまたはリレー
- 電子スイッチ
メカニカルスイッチ
メカニカルスイッチは、以前使用した古いタイプのスイッチです。 しかし、いくつかのアプリケーションでは、前者の欠点を克服するために、電気機械スイッチに置き換えられ、後に電子スイッチに置き換えられました。
メカニカルスイッチの欠点は次のとおりです-
- 慣性が大きいため、動作速度が制限されます。
- 彼らは接触を壊しながら火花を生成します。
- スイッチ接点は、大電流を流すために重くされています。
メカニカルスイッチは下図のようになります。
これらの機械式スイッチは、電気機械式スイッチまたはリレーで置き換えられ、動作速度が良好でスパークを低減します。
リレー
電気機械スイッチは*リレー*とも呼ばれます。 これらのスイッチは、部分的に機械的であり、部分的に電子的または電気的です。 これらは、電子スイッチよりもサイズが大きく、機械的スイッチよりもサイズが小さくなります。
リレーの構築
リレーは、接点が負荷に電力を供給するように作成されます。 外部回路には、負荷用の負荷電源と、リレーの動作を制御するコイル電源があります。 内部では、レバーを持ち上げるために、レバーが硬いバネで鉄製ヨークに接続されています。 ソレノイドがヨークに接続され、その周囲に動作コイルが巻かれています。 このコイルは、前述のようにコイル電源に接続されています。
以下の図は、リレーの構造と動作を説明しています。
リレーの働き
スイッチを閉じると、ソレノイドに通電する電気経路が確立されます。 レバーは、レバーを引き上げて保持する重いバネで接続されています。 ソレノイドは通電されると、バネの引っ張り力に逆らってレバーを引き寄せます。 レバーを引くと、可動接点が回路を接続するために固定接点に接触します。 したがって、回路接続がオンまたは確立され、ランプが点灯してこれを示します。
スイッチをオフにすると、ソレノイドには電流が流れず、電源が切れます。 これにより、レバーがソレノイドに引き付けられなくなります。 バネがレバーを引き上げ、接点が壊れます。 したがって、回線接続はオフになります。
下の図は、実際のリレーがどのように見えるかを示しています。
電磁スイッチの長所と短所を見てみましょう。
利点
- リレーは、負荷で大きな電力を処理する場合でも、より少ないエネルギーを消費します。
- オペレーターは、高電圧を処理する場合でも、より遠くにいることができます。
- オンまたはオフに切り替えてもスパークは発生しません。
デメリット
- 動作が遅い
- 部品は消耗しやすい
リレーのラッチの種類
電磁リレー、ソリッドステートリレー、サーマルリレー、ハイブリッドリレー、リードリレーなど、動作モードに応じて多くの種類のリレーがあります。
次の図に示すように、リレーはラッチを使用して接続します。
リレーには4種類のラッチ接続があります。 彼らは-
- 単極単投（SPST）-このラッチには単極があり、接続を確立するために単投に投げられます。
- 単極双投（SPDT）-このラッチには、接続を行うための単極双投があります。 2つのスローが接続された2つの異なる回路との接続を選択できます。
- 双極単投（DPST）-このラッチには、接続を行うための双極と単投があります。 2つの回路のいずれでも、回路との接続を1回のスローで使用可能にすることができます。
- 双極双投（DPDT）-このラッチには双極があり、同時に2つの接続を行うために双投に投げられます。
次の図は、4種類すべてのラッチ接続の概略図を示しています。
電子スイッチ
次に説明するスイッチの種類は、電子スイッチです。 前述のように、トランジスタは、*高速動作*および*スパークの欠如*のために、最もよく使用される電子スイッチです。
次の図は、トランジスタをスイッチとして機能させるために構築された実用的な電子回路を示しています。
トランジスタは、飽和領域で動作する場合、オン状態のスイッチとして機能します。 カットオフ領域で操作されると、OFF状態のスイッチとして機能します。 トランジスタとカットオフの間にある線形領域でアンプとして機能します。 これらの動作領域に関するアイデアについては、BASIC ELECTRONICSチュートリアルのトランジスタの章を参照してください。
外部条件が非常に堅牢で高温が優勢な場合、単純で通常のトランジスタではうまくいきません。 Silicon Control Rectifier という名前の特別なデバイス、単に SCR がそのような目的に使用されます。 これについては、POWER ELECTRONICSチュートリアルで詳しく説明します。
電子スイッチの利点
次のような電子スイッチには多くの利点があります。
- サイズが小さい
- 軽量化
- スパークル操作
- 可動部品なし
- 摩耗や裂けが起こりにくい
- ノイズレス操作
- より速い操作
- 他のスイッチよりも安い
- 少ないメンテナンス
- ソリッドステートによるトラブルのないサービス
- トランジスタ*は、動作速度が速いシンプルな電子スイッチです。 ソリッドステートデバイスであり、接点はすべてシンプルであるため、動作中のスパークは回避されます。 次の章では、トランジスタのスイッチング動作の段階について説明します。
パルス回路-スイッチとしてのトランジスタ
- トランジスタ*は、*飽和*または*カットオフ*で駆動することにより、電子スイッチとして使用されます。 これら2つの間の領域は線形領域です。 この領域では、トランジスタが線形増幅器として機能します。 これに関しては、飽和状態とカットオフ状態が重要な考慮事項です。
トランジスタのオンおよびオフ状態
トランジスタの動作には、 ON および OFF 状態と見なすことができる2つの主要な領域があります。 それらは飽和状態であり、カットオフ状態です。 これら2つの状態でのトランジスタの動作を見てみましょう。
カットオフ状態での動作
次の図は、カットオフ領域のトランジスタを示しています。
トランジスタのベースが負になると、トランジスタはカットオフ状態になります。 コレクタ電流はありません。 したがって、I〜C〜= 0。
コレクタに印加される電圧V〜CC〜は、コレクタ抵抗R〜C〜に現れます。 したがって、
V〜CE〜= V〜CC〜
飽和領域での操作
次の図は、飽和領域にあるトランジスタを示しています。
ベース電圧が正で、トランジスタが飽和状態になると、I〜C〜はR〜C〜を流れます。
次に、V〜CC〜がR〜C〜全体にドロップします。 出力はゼロになります。
I_C = I _ \ {C（sat）} \：= \：\ frac \ {V _ \ {CC}} \ {R_C} \：および\：V _ \ {CE} = 0
実際、これは理想的な状態です。 実際には、いくらかの漏れ電流が流れます。 したがって、ベースに正および負の電圧を印加することで、トランジスタが飽和状態になり、領域を遮断するときに、トランジスタがスイッチとして機能することを理解できます。
次の図に、より適切な説明を示します。
I〜C〜とV〜CC〜を接続するDC負荷線を観察します。 トランジスタが飽和状態になると、I〜C〜が完全に流れ、V * CE〜= 0がポイント A で示されます。
トランジスタが遮断されると、I〜C〜はゼロになり、V〜CE〜= V〜CC〜になります。これはポイントBで示されます。 飽和点AとカットオフBを結ぶ線は、 Load line と呼ばれます。 ここで印加される電圧はdcなので、 DC Load line と呼ばれます。
実用的な考慮事項
上記の条件はすべて説得力がありますが、そのような結果が生じるにはいくつかの実際的な制限があります。
カットオフ状態中
理想的なトランジスタは、V〜CE〜= V〜CC〜およびI〜C〜= 0です。
しかし実際には、コレクタに流れるリーク電流は小さくなります。
したがって、I〜C〜は数μAになります。
これは*コレクター漏れ電流*と呼ばれ、もちろん無視できます。
飽和状態のとき
理想的なトランジスタは、V〜CE〜= 0およびI〜C〜= I〜C（sat）〜です。
しかし実際には、V〜CE〜は*ニー電圧*と呼ばれる値まで減少します。
V〜CE〜がニー電圧よりも減少すると、βは急激に減少します。
I〜C〜=βI〜B〜であるため、これによりコレクタ電流が減少します。
したがって、ニー電圧でV〜CE〜を維持する最大電流I〜C〜は、*飽和コレクタ電流*として知られています。
飽和コレクタ電流= $ I _ \ {C（sat）} \：= \：\ frac \ {V _ \ {CC}-V _ \ {knee}} \ {R_C} $
スイッチング目的でのみ動作するように製造されたトランジスタは、*スイッチングトランジスタ*と呼ばれます。 これは、彩度またはカットオフ領域で機能します。 飽和状態では、*コレクタ飽和電流*が負荷を流れ、遮断状態では、*コレクタ漏れ電流*が負荷を流れます。
トランジスタのスイッチング動作
トランジスタには3つの動作領域があります。 操作の効率を理解するには、実際的な損失を考慮する必要があります。 それでは、トランジスタがスイッチとしてどの程度効率的に機能するかについて考えてみましょう。
カットオフ（OFF）状態中
ベース電流I〜B〜= 0
コレクタ電流I〜C〜= I〜CEO〜（コレクタ漏れ電流）
電力損失=出力電圧×出力電流
= V _ \ {CC} \ times I _ \ {CEO}
I〜CEO〜は非常に小さく、V〜CC〜も低いため、損失は非常に低い値になります。 したがって、トランジスタはオフ状態で効率的なスイッチとして機能します。
飽和（ON）状態中
前述のように、
I _ \ {C（sat）} = \ frac \ {V _ \ {CC}-V _ \ {knee}} \ {R_C}
出力電圧は* V〜knee〜*です。
電力損失=出力電圧×出力電流
= \：V _ \ {knee} \ times I _ \ {c（sat）}
V〜knee〜の値は小さいため、損失は低くなります。 したがって、トランジスタはオン状態で効率的なスイッチとして機能します。
アクティブ領域中
トランジスタはオンとオフの状態の間にあります。 トランジスタは、入力電流の小さな変化が出力電流の大きな変化（ΔI〜C〜）を引き起こす線形増幅器として動作します。
切り替え時間
スイッチングトランジスタには、入力としてパルスがあり、変動の少ないパルスが出力になります。 スイッチング出力パルスのタイミングに関して知っておくべきいくつかの用語があります。 それらを見ていきましょう。
入力パルス幅= T とします
入力パルスが印加されると、浮遊容量のため、コレクタ電流が定常値に達するまでに時間がかかります。 次の図は、この概念を説明しています。
上の図から、
- 遅延時間（t〜d〜）-コレクタ電流が初期値から最終値の10％に達するまでにかかる時間を*遅延時間*と呼びます。
- 立ち上がり時間（t〜r〜）-コレクタ電流が初期値の10％から最終値の90％に達するまでにかかる時間を*立ち上がり時間*と呼びます。
- ターンオン時間（T〜ON〜）-時間遅延（t〜d〜）と立ち上がり時間（t〜r〜）の合計は、*ターンオン時間*と呼ばれます。 + T〜ON〜= t〜d〜+ t〜r〜
- 保存時間（t〜s〜）-入力パルスの後縁から出力の最大値の90％までの時間間隔は、*保存時間*と呼ばれます。
- フォールタイム（t〜f〜）-コレクター電流が最大値の90％から初期値の10％に達するまでにかかる時間は、*フォールタイム*と呼ばれます。
- ターンオフ時間（T〜OFF〜）-ストレージ時間（t〜s〜）と立ち下がり時間（t〜f〜）の合計は*ターンオフ時間*として定義されます。 + T〜OFF〜= t〜s〜+ t〜f〜
- パルス幅（W）-2つの50％レベルの立ち上がりおよび立ち下がり波形間で測定された出力パルスの持続時間は、*パルス幅*として定義されます。
パルス回路-マルチバイブレーターの概要
- マルチバイブレータ*回路は*スイッチング回路*にすぎません。 方形波、矩形波、のこぎり波などの非正弦波を生成します。 マルチバイブレーターは、周波数発生器、分周器、時間遅延の発生器として使用され、コンピューターなどのメモリ要素としても使用されます。
トランジスタは基本的に線形領域でアンプとして機能します。 トランジスタ増幅器の出力段が前の増幅器段と結合されている場合、そのような接続は結合されていると言われます。 このようなアンプ回路の2段の結合に抵抗が使用される場合、それは*抵抗結合アンプ*と呼ばれます。 詳細については、AMPLIFIERSチュートリアルを参照してください。
マルチバイブレーターとは何ですか？
定義によれば、_Aマルチバイブレーターは、1つの増幅器の出力から他の増幅器の入力への正帰還を備えた2段の抵抗結合増幅器です。
2つのトランジスタがフィードバックで接続されているため、一方が他方の状態を制御します。 したがって、回路全体のオンおよびオフ状態、およびトランジスタが飽和状態または遮断状態に駆動される期間は、回路の状態によって制御されます。
次の図は、マルチバイブレータのブロック図を示しています。
マルチバイブレーターの種類
マルチバイブレータには2つの状態があります。 最初の段階では、トランジスタQ〜1〜がオンになり、トランジスタQ〜2〜がオフになります。 第2段階では、トランジスタQ〜1〜がオフになり、トランジスタQ〜2〜がオンになります。 これらの2つの状態は、回路の状態に応じて特定の期間交換されます。
これら2つの状態を交換する方法に応じて、マルチバイブレータは3つのタイプに分類されます。 彼らです
非安定マルチバイブレーター
Astable Multivibratorは、動作のために外部パルスを適用することなく、2つの状態を連続的に*自動的に切り替える*回路です。 これにより連続的な方形波出力が生成されるため、*フリーランニングマルチバイブレータ*と呼ばれます。 DC電源は一般的な要件です。
これらの状態の期間は、使用されるコンポーネントの時定数に依存します。 マルチバイブレータはスイッチングを続けるため、これらの状態は準安定状態または半安定状態と呼ばれます。 したがって、非安定マルチバイブレータには* 2つの準安定状態*があります。
単安定マルチバイブレーター
単安定マルチバイブレータには、*安定状態*と*準安定状態*があります。 これには、1つのトランジスタへのトリガー入力があります。 そのため、一方のトランジスタは状態を自動的に変更しますが、もう一方のトランジスタは状態を変更するためにトリガー入力が必要です。
このマルチバイブレーターは各トリガーパルスに対して単一の出力を生成するため、これは*ワンショットマルチバイブレーター*と呼ばれます。 このマルチバイブレータは、トリガパルスが受信されるまで安定状態を維持している間、より長い期間にわたって準安定状態を維持することはできません。
双安定マルチバイブレーター
双安定マルチバイブレータには、* 2つの状態が安定しています*。 状態を変更するには、2つのトリガーパルスを適用する必要があります。 トリガー入力が与えられるまで、このマルチバイブレーターはその状態を変更できません。 *フリップフロップマルチバイブレータ*とも呼ばれます。
トリガーパルスが出力を設定またはリセットし、一部のデータ、つまり高または低のいずれかが乱れるまで保存されるため、このマルチバイブレーターは*フリップフロップ*として呼び出すことができます。 フリップフロップの詳細については、リンク：/digital_circuits/index [https://www.finddevguides.com/digital_circuits/index]にあるデジタル回路のチュートリアルを参照してください。
上記の議論について明確なアイデアを得るために、次の図を見てみましょう。
これら3つのマルチバイブレータはすべて、次の章で明確に説明されています。
パルス回路-非安定マルチバイブレーター
非安定マルチバイブレータには、*安定状態*がありません。 マルチバイブレータがオンになると、R〜C〜時定数によって決定される特定の期間が経過した後、マルチバイブレータは自身の状態を変更するだけです。 DC電源またはV〜cc〜は、その動作のために回路に与えられます。
無安定マルチバイブレーターの構築
Q〜1〜およびQ〜2〜という名前の2つのトランジスタは、互いにフィードバック接続されています。 トランジスタQ〜1〜のコレクタは、コンデンサC〜1〜を介してトランジスタQ〜2〜のベースに接続されています。 両方のトランジスタのエミッタはグランドに接続されています。 コレクタ負荷抵抗R〜1〜とR〜4〜とバイアス抵抗R〜2〜とR〜3〜は等しい値です。 コンデンサC〜1〜とC〜2〜は同じ値です。
次の図は、非安定マルチバイブレータの回路図を示しています。
非安定マルチバイブレーターの動作
V〜cc〜が印加されると、トランジスタのコレクタ電流が増加します。 コレクタ電流はベース電流に依存するため、
I_c = \ beta I_B
トランジスタの特性は似ていないため、2つのトランジスタのうちの1つはQ〜1〜のコレクタ電流が増加し、導通します。 Q〜1〜のコレクターは、C〜1〜を介してQ〜2〜のベースに適用されます。 この接続により、Q〜1〜のコレクタで増加した負電圧がQ〜2〜のベースに印加され、そのコレクタ電流が減少します。 この連続動作により、Q〜2〜のコレクタ電流がさらに減少します。 この電流は、Q〜1〜のベースに適用されると、より負になり、累積アクションQ〜1〜は飽和状態になり、Q〜2〜はカットオフします。 したがって、Q〜1〜の出力電圧はV〜CE（sat）〜になり、Q〜2〜はV〜CC〜に等しくなります。
コンデンサC〜1〜はR〜1〜を介して充電され、C〜1〜の電圧が0.7vに達すると、トランジスタQ〜2〜を飽和状態にするのに十分です。 この電圧がQ〜2〜のベースに印加されると、飽和状態になり、コレクタ電流が減少します。 この点Bでの電圧の低下は、C〜2〜を介してトランジスタQ〜1〜のベースに印加され、Q〜1〜を逆バイアスにします。 これらの一連の動作により、トランジスタQ〜1〜が遮断され、トランジスタQ〜2〜が飽和状態になります。 これで、ポイントAには潜在的なV〜CC〜があります。 コンデンサC〜2〜はR〜2〜を介して充電されます。 このコンデンサC〜2〜の両端の電圧が0.7vに達すると、トランジスタQ〜1〜が飽和状態になります。
したがって、出力電圧と出力波形は、トランジスタQ〜1〜とQ〜2〜の交互のスイッチングによって形成されます。 これらのオン/オフ状態の期間は、使用されるバイアス抵抗とコンデンサの値、つまり使用されるR〜C〜の値に依存します。 両方のトランジスタが交互に動作するため、出力はV〜CC〜のピーク振幅を持つ方形波です。
波形
Q〜1〜およびQ〜2〜のコレクターでの出力波形を次の図に示します。
振動の頻度
トランジスタQ〜1〜のオン時間またはトランジスタQ〜2〜のオフ時間は、
t〜1〜= 0.69R〜1〜C〜1〜
同様に、トランジスタQ〜1〜のオフ時間またはトランジスタQ〜2〜のオン時間は
t〜2〜= 0.69R〜2〜C〜2〜
したがって、方形波の合計期間
t = t〜1〜+ t〜2〜= 0.69（R〜1〜C〜1〜+ R〜2〜C〜2〜）
R〜1〜= R〜2〜= RおよびC〜1〜= C〜2〜= Cなので、方形波の周波数は
f = \ frac \ {1} \ {t} = \ frac \ {1} \ {1.38 R C} = \ frac \ {0.7} \ {RC}
利点
非安定マルチバイブレータを使用する利点は次のとおりです-
- 外部トリガーは必要ありません。
- 回路設計は簡単です
- 安価な
- 継続的に機能できる
デメリット
非安定マルチバイブレータを使用することの欠点は次のとおりです-
- エネルギー吸収は回路内により多くあります。
- 出力信号は低エネルギーです。
- 50％以下のデューティサイクルは達成できません。
アプリケーション
Astable Multivibratorsは、アマチュア無線機器、モールス信号発生器、タイマー回路、アナログ回路、TVシステムなど、多くのアプリケーションで使用されています。
パルス回路-単安定マルチバイブレーター
単安定マルチバイブレータには、その名前が示すように、* 1つの安定状態*しかありません。 トランジスタが導通すると、もう一方は非導通状態のままになります。 安定状態とは、何らかの外部トリガーパルスによって妨害されない限り、トランジスタが変更されずに残る状態です。 Monostableは同じ原理で動作するため、 One-shot Multivibrator と呼ばれる別の名前があります。
単安定マルチバイブレータの構築
2つのトランジスタQ〜1〜およびQ〜2〜は、互いにフィードバック接続されています。 トランジスタQ〜1〜のコレクタは、コンデンサC〜1〜を介してトランジスタQ〜2〜のベースに接続されています。 ベースQ〜1〜は、抵抗R〜2〜とコンデンサCを介してQ〜2〜のコレクタに接続されています。 別のDC電源電圧-V〜BB〜は、抵抗R〜3〜を介してトランジスタQ〜1〜のベースに与えられます。 トリガーパルスは、コンデンサC〜2〜を介してQ〜1〜のベースに与えられ、その状態を変更します。 R〜L1〜およびR〜L2〜はQ〜1〜およびQ〜2〜の負荷抵抗です。
トランジスタの1つは、安定状態になると、その状態を変更するために外部トリガーパルスが与えられます。 状態を変更した後、特定の期間、トランジスタはこの準安定状態またはメタ安定状態のままになります。これは、RC時定数の値によって決定され、以前の安定状態に戻ります。
次の図は、単安定マルチバイブレータの回路図を示しています。
単安定マルチバイブレータの動作
まず、回路がオンに切り替えられると、トランジスタQ〜1〜はオフ状態になり、Q〜2〜はオン状態になります。 これは安定した状態です。 Q〜1〜がOFFであるため、ポイントAでコレクタ電圧はV〜CC〜になり、C〜1〜が充電されます。 トランジスタQ〜1〜のベースに印加される正のトリガーパルスは、トランジスタをオンにします。 これによりコレクタ電圧が低下し、トランジスタQ〜2〜がオフになります。 コンデンサC〜1〜はこの時点で放電を開始します。 トランジスタQ〜2〜のコレクタからの正電圧がトランジスタQ〜1〜に印加されると、オン状態のままになります。 これは準安定状態または準安定状態です。
トランジスタQ〜2〜は、コンデンサC〜1〜が完全に放電するまでオフ状態のままです。 この後、コンデンサの放電を通して電圧が印加されると、トランジスタQ〜2〜がオンになります。 これにより、トランジスタQ〜1〜がオンになります。これは、以前の安定状態です。
出力波形
Q〜1〜およびQ〜2〜のコレクターでの出力波形と、Q〜1〜のベースで与えられるトリガー入力を次の図に示します。
この出力パルスの幅は、RC時定数に依存します。 したがって、R〜1〜C〜1〜の値に依存します。 パルスの持続時間は
T = 0.69R_1 C_1
与えられたトリガー入力は、アクションを開始するためだけの非常に短い持続時間です。 これにより、回路の状態が安定状態から準安定状態、準安定状態、または準安定状態に変わり、回路が短時間維持されます。 1つのトリガーパルスに対して1つの出力パルスがあります。
利点
単安定マルチバイブレータの利点は次のとおりです-
- 1つのトリガーパルスで十分です。
- 回路設計は簡単です
- 安価な
デメリット
単安定マルチバイブレータを使用する主な欠点は、トリガーパルスTの印加間隔が回路のRC時定数よりも大きくなければならないことです。
アプリケーション
単安定マルチバイブレータは、テレビ回路や制御システム回路などのアプリケーションで使用されます。
パルス回路-双安定マルチバイブレーター
双安定マルチバイブレータには、* 2つの安定状態*があります。 回路は2つの安定状態のいずれかに留まります。 外部トリガーパルスが与えられない限り、その状態で継続します。 このマルチバイブレーターは、フリップフロップ*とも呼ばれます。 この回路は、単に *Binary と呼ばれます。
双安定マルチバイブレーターにはいくつかのタイプがあります。 次の図に示すとおりです。
双安定マルチバイブレーターの構築
負荷抵抗R〜L1〜およびR〜L2〜を備えた2つの同様のトランジスタQ〜1〜およびQ〜2〜は、互いにフィードバック接続されています。 ベース抵抗R〜3〜とR〜4〜は共通のソースV〜BB〜に接続されています。 フィードバック抵抗R〜1〜およびR〜2〜は、 Commutating Capacitors として知られるコンデンサC〜1〜およびC〜2〜によってシャントされます。 トランジスタQ〜1〜は、コンデンサC〜3〜を介してベースにトリガー入力を与えられ、トランジスタQ〜2〜は、コンデンサC〜4〜を介してベースにトリガー入力を与えられます。
コンデンサC〜1〜およびC〜2〜は、*トランジション時間*を短縮するため、*スピードアップコンデンサ*とも呼ばれます。
次の図は、自己バイアス型双安定マルチバイブレータの回路図を示しています。
双安定マルチバイブレーターの動作
回路がオンに切り替わると、Astableのような回路の不均衡により、トランジスタの1つ、たとえばQ〜1〜がオンになり、トランジスタQ〜2〜がオフになります。 これは、双安定マルチバイブレータの安定状態です。
トランジスタQ〜1〜のベースに負のトリガーを印加するか、トランジスタQ〜2〜のベースに正のトリガーパルスを印加することにより、この安定状態は変化しません。 したがって、トランジスタQ〜1〜のベースでの負のパルスを考慮して、これを理解しましょう。 その結果、コレクタ電圧が増加し、トランジスタQ〜2〜を順方向にバイアスします。 Q〜1〜のベースに印加されるQ〜2〜のコレクタ電流、逆バイアスQ〜1〜、およびこの累積動作により、トランジスタQ〜1〜がオフになり、トランジスタQ〜2〜がオンになります。 これは、マルチバイブレーターのもう1つの安定した状態です。
ここで、この安定状態を再度変更する必要がある場合、トランジスタQ〜2〜で負のトリガーパルスまたはトランジスタQ〜1〜で正のトリガーパルスが適用されます。
出力波形
Q〜1〜およびQ〜2〜のコレクターでの出力波形と、Q〜W〜およびQ〜2〜のベースで与えられたトリガー入力を次の図に示します。
利点
双安定マルチバイブレーターを使用する利点は次のとおりです-
- 邪魔されない限り、前の出力を保存します。
- 回路設計は簡単です
デメリット
双安定マルチバイブレータの欠点は次のとおりです-
- 2種類のトリガーパルスが必要です。
- 他のマルチバイブレーターよりも少し高価です。
アプリケーション
双安定マルチバイブレータは、パルス生成や、バイナリ情報のカウントや保存などのデジタル操作などのアプリケーションで使用されます。
固定バイアスバイナリ
固定バイアスバイナリ回路はAstable Multivibratorに似ていますが、単純なSPDTスイッチがあります。 2つのトランジスタは、2つの抵抗でフィードバック接続されており、一方のコレクタが他方のベースに接続されています。 以下の図は、固定バイアスバイナリの回路図を示しています。
操作を理解するために、スイッチが位置1にあると考えてみましょう。 これで、ベースが接地されるため、トランジスタQ〜1〜はオフになります。 出力端子のコレクタ電圧V〜O1〜はV〜CC〜に等しくなり、トランジスタQ〜2〜がオンになります。 端子V〜O2〜の出力はLOWになります。 これは安定した状態であり、外部トリガーによってのみ変更できます。 スイッチを位置2に変更すると、トリガーとして機能します。
スイッチが変更されると、トランジスタQ〜2〜のベースが接地され、オフ状態になります。 V〜O2〜のコレクタ電圧はV〜CC〜に等しくなり、トランジスタQ〜1〜に印加されてオンになります。 これは他の安定状態です。 トリガーは、SPDTスイッチの助けを借りてこの回路で実現されます。
バイナリ回路に与えられるトリガーには、主に2つのタイプがあります。 彼らです
- 対称トリガー
- 非対称トリガー
シュミットトリガー
議論されるべき別のタイプのバイナリ回路は、*エミッタ結合バイナリ*回路です。 この回路は、*シュミットトリガー*回路とも呼ばれます。 この回路は、その用途にとって特別な種類と見なされます。
この回路の構成の主な違いは、第2トランジスタの出力C〜2〜から第1トランジスタのベースB1への結合が失われ、抵抗R〜e〜を介してフィードバックが得られることです。 この回路は、*正のフィードバック*と*位相反転*を備えているため、*再生回路*と呼ばれます。 BJTを使用したシュミットトリガーの回路は以下のとおりです。
最初はQ〜1〜OFFとQ〜2〜ONがあります。 Q〜2〜のベースに印加される電圧は、R〜C1〜およびR〜1〜を介してV〜CC〜です。 したがって、出力電圧は
V_0 = V _ \ {CC}-（I _ \ {C2} R _ \ {c2}）
Q〜2〜がONであるため、R〜E〜で電圧降下が発生し、（I〜C2〜+ I〜B2〜）R〜E〜になります。 これで、この電圧はQ〜1〜のエミッタに適用されます。 入力電圧が増加し、Q〜1〜がカットイン電圧に達してオンになるまで、出力はLOWのままです。 Q〜1〜をオンにすると、Q〜2〜もオンになると出力が増加します。 入力電圧が上昇し続けると、ポイントC〜1〜およびB〜2〜の電圧は低下し続け、E〜2〜は上昇し続けます。 入力電圧の特定の値で、Q〜2〜はオフになります。 この時点での出力電圧はV〜CC〜であり、入力電圧がさらに増加しても一定のままです。
入力電圧が上昇すると、入力電圧がV〜1〜に達するまで出力はLOWのままです。
V_1 = [V _ \ {CC}-（I _ \ {C2} R _ \ {C2}）]
入力電圧がV〜1〜に等しく、トランジスタQ〜1〜が飽和状態になる値は、 UTP （Upper Trigger Point）と呼ばれます。 電圧がすでにV〜1〜よりも大きい場合、入力電圧がV〜2〜に達するまでそこに留まります。これは低レベル遷移です。 したがって、入力電圧がQ〜2〜がオン状態になるV〜2〜になる値は、 LTP （下位トリガーポイント）と呼ばれます。
出力波形
出力波形は次のように取得されます。
シュミットトリガー回路は*コンパレータ*として機能するため、入力電圧を UTP （上部トリガーポイント）および LTP （下部トリガーポイント）と呼ばれる2つの異なる電圧レベルと比較します。 入力がこのUTPを超える場合、HIGHとみなされ、このLTPを下回ると、LOWとみなされます。 出力は、HIGHの場合は1、LOWの場合は0を示すバイナリ信号になります。 したがって、アナログ信号はデジタル信号に変換されます。 入力が中間値（HIGHとLOWの間）にある場合、前の値が出力になります。
この概念は、*ヒステリシス*と呼ばれる現象に依存しています。 電子回路の伝達特性は、*ヒステリシス*と呼ばれる*ループ*を示します。 出力値は、入力の現在値と過去値の両方に依存することを説明しています。 これにより、シュミットトリガー回路での不要な周波数スイッチングが防止されます。
利点
シュミットトリガー回路の利点は次のとおりです。
- 完全な論理レベルが維持されます。
- メタ安定性の回避に役立ちます。
- パルス調整のために通常のコンパレータよりも優先されます。
デメリット
シュミットトリガーの主な欠点は
- 入力が遅い場合、出力は遅くなります。
- 入力がノイズの多い場合、出力はノイズが大きくなります。
シュミットトリガーのアプリケーション
シュミットトリガー回路は、振幅コンパレータおよび二乗回路として使用されます。 また、パルス調整およびシャープニング回路でも使用されます。
これらはトランジスタを使用したマルチバイブレータ回路です。 同じマルチバイブレータは、オペアンプとIC 555タイマー回路を使用して設計されています。これについては、さらなるチュートリアルで説明します。
タイムベースジェネレーターの概要
パルス回路の基本について説明した後、*のこぎり波*を生成して処理するさまざまな回路を見てみましょう。 のこぎり波は時間とともに直線的に増加し、急激に減少します。 これは、*タイムベース信号*とも呼ばれます。 実際、これはタイムベースジェネレータの理想的な出力です。
タイムベースジェネレーターとは何ですか？
高周波の鋸歯状波*を生成する電子ジェネレーターは、*タイムベースジェネレーター*と呼ばれます。 また、出力電圧または電流波形を生成する電子回路として理解することもでき、その一部は*時間とともに線形に変化します。 タイムベースジェネレーターの水平速度は一定でなければなりません。
オシロスコープで時間に対する信号の変化を表示するには、時間とともに直線的に変化する電圧を偏向板に印加する必要があります。 これにより、信号が画面上で水平方向にビームを掃引します。 したがって、電圧は*スイープ電圧*と呼ばれます。 タイムベースジェネレーターは*スイープ回路*と呼ばれます。
タイムベース信号の機能
CROまたは受像管でタイムベース波形を生成するには、偏向電圧が時間とともに直線的に増加します。 一般に、ビームがスクリーン上で直線的に偏向し、開始点に戻るタイムベースジェネレーターが使用されます。 これは、*スキャン*のプロセス中に発生します。 ブラウン管と受像管も同じ原理で機能します。 ビームは、画面の片側からもう一方へ（通常は左から右へ）偏向し、同じポイントに戻ります。
この現象は、 Trace および Retrace と呼ばれます。 画面上での左から右へのビームの偏向は Trace と呼ばれ、右から左へのビームの戻りは Retrace または Fly back と呼ばれます。 通常、このリトレースは表示されません。 このプロセスは、使用されるRCコンポーネントの助けを借りてたわみの期間を設定するのこぎり波発生器の助けを借りて行われます。
のこぎり波の部分を理解してみましょう。
上記の信号では、出力が直線的に増加する時間は*スイープ時間（T〜S〜）と呼ばれ、信号が初期値に戻るまでにかかる時間は*復元時間*または*フライと呼ばれますback Time *または *Retrace Time （* T〜r〜*）。 これらの期間の両方が一緒になって、タイムベース信号の1サイクルの期間を形成します。
実際には、このスイープ電圧波形はスイープ回路の実際の出力ですが、理想的な出力は上図に示すのこぎり波でなければなりません。
タイムベースジェネレーターの種類
タイムベースジェネレーターには2つのタイプがあります。 彼らは-
- 電圧タイムベースジェネレータ-時間とともに線形に変化する出力電圧波形を提供するタイムベースジェネレータは、電圧タイムベースジェネレータと呼ばれます。
- 現在のタイムベースジェネレータ-時間とともに線形に変化する出力電流波形を提供するタイムベースジェネレータは、現在のタイムベースジェネレータと呼ばれます。
アプリケーション
タイムベースジェネレーターは、CRO、テレビ、レーダーディスプレイ、正確な時間測定システム、および時間変調で使用されます。
スイープ信号のエラー
掃引信号を生成したら、送信します。 送信された信号は、直線性から逸脱する可能性があります。 発生したエラーを理解して修正するには、発生する一般的なエラーに関する知識が必要です。
直線性からの逸脱は、3つの異なる方法で表されます。 彼らは-
- スロープまたはスイープ速度エラー
- 変位エラー
- 伝送エラー
これらについて詳しく説明しましょう。
スロープまたはスイープ速度エラー（e〜s〜）
スイープ電圧は時間とともに直線的に増加する必要があります。 スイープ電圧の時間変化率は一定でなければなりません。 直線性からのこの偏差は、*勾配速度誤差*または*掃引速度誤差*として定義されます。
勾配またはスイープ速度eror e〜s〜= $ \ frac \ {差\：in \：勾配\：at \：the \：開始\：and \：終了\：of \：スイープ} \ {初期\：値\：of \：勾配} $
= \ frac \ {\ left（\ frac \ {\ mathrm \ {d} V_0} \ {\ mathrm \ {d} t} \ right）_ \ {t = 0}-\ left（\ frac \ { \ mathrm \ {d} V_0} \ {\ mathrm \ {d} t} \ right）_ \ {t = T_s}} \ {\ left（\ frac \ {\ mathrm \ {d} V_0} \ {\ mathrm \ {d} t} \ right）_ \ {t = 0}}
変位エラー（e〜d〜）
直線性の重要な基準は、実際の掃引電圧と、実際の掃引の開始点と終了点を通過する線形掃引との間の最大差です。
これは次の図から理解できます。
変位誤差* e〜d〜*は次のように定義されます
e〜d〜= $ \ frac \ {（actual \：speed）\ thicksim（linear \：スイープ\：that \：Passs \：開始\：および\：終了\：of \：actual \：スイープ）} \ {amplitude \：of \：sweep \：at \：the \：end \：of \：sweep \：time} $
= \：\ frac \ {（V_s-V′_s）_ \ {max}} \ {V_s}
ここで、V〜s〜は実際のスイープで、V ’〜s〜は線形スイープです。
伝送エラー（e〜t〜）
スイープ信号がハイパス回路を通過すると、以下に示すように出力が入力から外れます。
この偏差は伝送エラーとして表されます。
伝送エラー= $ \ frac \ {（input）\：\ thicksim \ :( output）} \ {input \：at \：the \：end \：of \：the \：sweep} $
e_t = \ frac \ {V′_s − V} \ {V′_s}
ここで、V '〜s〜は入力であり、V〜s〜はスイープの終了時の出力です。 t = T〜s〜。
線形性からの偏差が非常に小さく、掃引電圧がtの線形項と2次項の合計で近似される場合、上記の3つの誤差は次のように関係します。
e_d = \ frac \ {e_s} \ {8} = \ frac \ {e_t} \ {4}
e_s = 2e_t = 8e_d
掃引速度誤差は、変位誤差よりも支配的です。
タイムベースジェネレーターの種類
2つのタイプのタイムベースジェネレーターがあるという考えがあるので、それらのタイムベースジェネレーター回路の基本回路について知りましょう。
電圧タイムベースジェネレータ
時間とともに線形に変化する出力電圧波形を提供するタイムベースジェネレータは、電圧タイムベースジェネレータと呼ばれます。
基本的な電圧タイムベースジェネレータを理解してみましょう。
シンプルな電圧タイムベースジェネレーター
基本的な単純なRCタイムベースジェネレーター、ランプジェネレーター、またはスイープ回路は、直列接続された抵抗R〜2〜を介してV〜CC〜を介して充電するコンデンサCで構成されます。 ベースには抵抗R〜1〜を介して接続されたBJTが含まれています。 コンデンサは抵抗を介して充電され、トランジスタを介して放電します。
次の図は、単純なRCスイープ回路を示しています。
正方向の電圧パルスを印加することにより、トランジスタQが飽和状態になり、コンデンサがQおよびR〜1〜を介してV〜CE（sat）〜に急速に放電します。 入力パルスが終了すると、Qがオフになり、コンデンサCが充電を開始し、次の入力パルスまで充電を続けます。 以下の波形に示すように、このプロセスが繰り返されます。
トランジスタがオンになると、コンデンサが急速に放電するための低抵抗パスが提供されます。 トランジスタがオフ状態の場合、コンデンサは次の式に従って供給電圧V〜CC〜に指数関数的に充電されます
V_0 = V _ \ {CC} [1-exp（-t/RC）]
どこで
- V〜O〜=時間tでのコンデンサ両端の瞬間電圧
- V〜CC〜=供給電圧
- t =所要時間
- R =直列抵抗の値
- C =コンデンサの値
ここで、さまざまなタイプのタイムベースジェネレーターについて調べてみましょう。
先ほど説明した回路は、電圧形式の出力を提供する電圧タイムベースジェネレーター回路です。
現在のタイムベースジェネレータ
時間に比例して変化する出力電流波形を提供するタイムベースジェネレータは、電流タイムベースジェネレータと呼ばれます。
基本的な現在のタイムベースジェネレータを理解してみましょう。
シンプルな現在のタイムベースジェネレーター
基本的なシンプルなRCタイムベースジェネレーター、ランプジェネレーター、またはスイープ回路は、ベースが共通の構成トランジスターと、エミッターとコレクターの2つの抵抗で構成されます。 V〜CC〜はトランジスタのコレクタに与えられます。 基本的なランプ電流発生器の回路図は以下のとおりです。
共通ベース構成で接続されたトランジスタのコレクタ電流は、エミッタ電流に比例して変化します。 エミッター電流が一定に保たれると、コレクターベース電圧の非常に小さな値を除いて、コレクター電流もほぼ一定値になります。
入力電圧V〜i〜がトランジスタのベースに印加されると、エミッタ電流i〜E〜を生成するエミッタに現れ、V〜i〜がゼロからピーク値に増加するにつれて線形に増加します。 i〜C〜はi〜E〜にほぼ等しいため、エミッタ電流が増加するとコレクタ電流も増加します。
負荷電流の瞬時値は
i_L i_C \ thickapprox（v_i-V _ \ {BE}）/R_E
入力波形と出力波形は次のとおりです。
ブートストラップタイムベースジェネレーター
ブートストラップスイープジェネレータは、出力がフィードバックを介して入力にフィードバックされるタイムベースジェネレータ回路です。 これにより、回路の入力インピーダンスが増減します。 *ブートストラップ*のこのプロセスは、一定の充電電流を達成するために使用されます。
ブートストラップタイムベースジェネレーターの構築
ブートストラップタイムベースジェネレーター回路は、スイッチとして機能するQ〜1〜とエミッタフォロワーとして機能するQ〜2〜の2つのトランジスタで構成されています。 トランジスタQ〜1〜は、ベースで入力コンデンサC〜B〜を使用し、V〜CC〜を介して抵抗R〜B〜を使用して接続します。 トランジスタQ〜1〜のコレクタは、トランジスタQ〜2〜のベースに接続されています。 Q〜2〜のコレクターはV〜CC〜に接続され、そのエミッターには抵抗R〜E〜が提供され、その両端で出力が取り出されます。
アノードがV〜CC〜に接続され、カソードが出力に接続されたコンデンサC〜2〜に接続されているダイオードDが使用されます。 ダイオードDのカソードは抵抗Rにも接続され、抵抗RはコンデンサC〜1〜に接続されています。 このC〜1〜とRは、Q〜2〜のベースとQ〜1〜のコレクターを介して接続されています。 コンデンサC〜1〜の両端に現れる電圧は、出力電圧V〜o〜を提供します。
次の図は、ブートストラップタイムベースジェネレーターの構造を説明しています。
ブートストラップタイムベースジェネレーターの動作
t = 0でゲート波形を適用する前に、トランジスタがV〜CC〜からR〜B〜を介して十分なベース駆動を得るため、Q〜1〜はオンで、Q〜2〜はオフです。 コンデンサC〜2〜は、ダイオードDを介してV〜CC〜に充電されます。 次に、単安定マルチバイブレータのゲーティング波形からの負のトリガーパルスがQ〜1〜のベースに適用され、Q〜1〜がオフになります。 コンデンサC〜2〜は放電し、コンデンサC〜1〜は抵抗Rを介して充電されます。 コンデンサC〜2〜の容量値が大きいため、その電圧レベル（充電および放電）の変化速度は遅くなります。 したがって、Q〜2〜の出力でのランプ生成中にゆっくり放電し、ほぼ一定の値を維持します。
ランプ時間中、ダイオードDは逆バイアスされます。 コンデンサC〜2〜は、コンデンサC〜1〜が充電するための小さな電流I〜C1〜を提供します。 容量値が高いため、電流を供給しますが、電荷に大きな違いはありません。 ランプ時間の終わりにQ〜1〜がオンになると、C〜1〜は初期値まで急速に放電します。 この電圧はV〜O〜の両端に現れます。 その結果、ダイオードDが再び順方向にバイアスされ、コンデンサC〜2〜が電流パルスを取得して、C〜1〜の充電中に失われた小さな電荷を回復します。 これで、回路は別のランプ出力を生成する準備ができました。
コンデンサC1にフィードバック電流を提供するのに役立つコンデンサ C2 は、定電流を提供する*ブートストラップコンデンサ*として機能します。
出力波形
出力波形は、次の図に示すように取得されます。
入力で与えられるパルスと、出力に寄与するコンデンサC〜1〜の充電と放電を示す電圧V〜C1〜を上の図に示します。
利点
このブートストラップランプジェネレータの主な利点は、出力電圧ランプが非常に線形であり、ランプ振幅が電源電圧レベルに達することです。
パルス回路-ミラースイープジェネレーター
トランジスタミラータイムベースジェネレーター回路は、スイープ波形を生成する人気のある*ミラー積分器*回路です。 これは主に水平偏向回路で使用されます。
ミラータイムベースジェネレーター回路の構成と動作を理解してみましょう。
ミラースイープジェネレーターの構築
ミラータイムベースジェネレーター回路は、初期段階でスイッチとタイミング回路で構成され、その入力はシュミットゲートジェネレーター回路から取得されます。 アンプセクションは次の3つのステージで構成され、最初は*エミッターフォロワー*、2番目は*アンプ*、3番目は*エミッターフォロワー*です。
エミッタフォロワ回路は通常、*バッファアンプ*として機能します。 *低出力インピーダンス*と*高入力インピーダンス*があります。 低出力インピーダンスにより、回路は重負荷を駆動できます。 入力インピーダンスが高いため、回路は前の回路に負荷をかけません。 最後のエミッターフォロワーセクションは、前のアンプセクションをロードしません。 このため、アンプのゲインは高くなります。
Q〜1〜のベースとQ〜3〜のエミッタの間に配置されたコンデンサCは、タイミングコンデンサです。 RとCの値とV〜BB〜の電圧レベルの変動により、掃引速度が変わります。 以下の図は、ミラータイムベースジェネレーターの回路を示しています。
ミラースイープジェネレーターの操作
シュミットトリガジェネレータの出力が負パルスの場合、トランジスタQ〜4〜がオンになり、エミッタ電流がR〜1〜を流れます。 エミッタは負の電位にあり、ダイオードDのカソードに同じ電位が印加されるため、ダイオードDは順方向にバイアスされます。 コンデンサCはここでバイパスされるため、充電されません。
トリガーパルスを印加すると、シュミットゲート出力が高くなり、トランジスタQ〜4〜がオフになります。 ここで、10Vの電圧がQ〜4〜のエミッタに印加され、R〜1〜に電流が流れ、ダイオードDに逆バイアスがかかります。 トランジスタQ〜4〜が遮断されているため、コンデンサCはV〜BB〜からRを介して充電され、Q〜3〜のエミッタでランダウンスイープ出力を提供します。 コンデンサCは、掃引の終了時にDとトランジスタQ〜4〜を介して放電します。
静電容量C〜1〜の影響を考慮すると、勾配速度または掃引速度の誤差は
e_s = \ frac \ {V_s} \ {V} \ left（1- A + \ frac \ {R} \ {R_i} + \ frac \ {C} \ {C_i} \ right）
アプリケーション
ミラースイープ回路は、多くのデバイスで最も一般的に使用される積分回路です。 それは広く使用されている鋸歯発生器です。
パルス回路-ユニジャンクショントランジスタ
ユニジャンクショントランジスタは、単一のPNジャンクションを持つトランジスタですが、ダイオードではありません。 ユニジャンクショントランジスタ、または単に UJT には、通常のトランジスタとは異なり、エミッタと2つのベースがあります。 このコンポーネントは、その負性抵抗特性と緩和発振器としての応用で特に有名です。
UJTの構築
高抵抗のn型シリコンの棒は、基本構造を形成すると見なされます。 2つのオーム接点が両方のベースである両端に描かれています。 アルミニウム棒のような構造がそれに取り付けられ、それがエミッターになります。 このエミッターはベース2の近くにあり、ベース1から少し離れています。 これらの両方が結合してPN接合を形成します。 単一のPNジャンクションが存在するため、このコンポーネントは*ユニジャンクショントランジスタ*と呼ばれます。
- 固有抵抗*と呼ばれる内部抵抗は、抵抗値がバーのドーピング濃度に依存するバーの内部に存在します。 UJTの構造と記号は次のとおりです。
シンボルでは、エミッタは傾斜矢印で示され、残りの2つの端はベースを示します。 UJTはダイオードと抵抗の組み合わせとして理解されるため、UJTの内部構造は、UJTの動作を説明する等価図で示すことができます。
UJTの働き
UJTの動作は、その等価回路によって理解できます。 エミッタに印加される電圧はV〜E〜として示され、内部抵抗はそれぞれベース1および2でR〜B1〜およびR〜B2〜として示されます。 内部に存在する両方の抵抗は、*固有抵抗*と呼ばれ、R〜BB〜として示されます。 RB1の両端の電圧は、V〜1〜と表すことができます。 回路が機能するために適用されるDC電圧はV〜BB〜です。
UJTの等価回路は次のとおりです。
最初に電圧が印加されていないとき、
V_E = 0
次に、電圧V〜BB〜がR〜B2〜を通して印加されます。 ダイオードDは逆バイアスになります。 ダイオード両端の電圧は、エミッタダイオードのバリア電圧であるVBになります。 V〜BB〜の印加により、ポイントAにいくらかの電圧が現れます。 したがって、合計電圧はV〜A〜+ V〜B〜になります。
エミッタ電圧V〜E〜が増加すると、電流I〜E〜がダイオードDを流れます。 この電流により、ダイオードが順方向にバイアスされます。 キャリアが誘導され、抵抗R〜B1〜が減少し続けます。 したがって、V〜B1〜を意味するR〜B1〜間の電位も低下します。
V _ \ {B1} = \ left（\ frac \ {R _ \ {B1}} \ {R _ \ {B1} + R _ \ {B2}} \ right）V _ \ {BB}
V〜BB〜は一定であり、R〜B1〜はチャネルのドーピング濃度により最小値まで減少するため、V〜B1〜も減少します。
実際、内部に存在する抵抗は一緒に*固有抵抗*と呼ばれ、R〜BB〜として示されます。 上記の抵抗は次のように示されます。
R _ \ {BB} = R _ \ {B1} + R _ \ {B2}
\ left（\ frac \ {R _ \ {B1}} \ {R _ \ {BB}} \ right）= \ eta
記号ηは、適用される合計抵抗を表すために使用されます。
したがって、V〜B1〜の両端の電圧は次のように表されます。
V _ \ {B1} = \ eta V _ \ {BB}
エミッタ電圧は次のように与えられます
V_E = V_D + V _ \ {B1}
V_E = 0.7 + V _ \ {B1}
ここで、V〜D〜はダイオード両端の電圧です。
ダイオードが順方向にバイアスされると、その両端の電圧は0.7vになります。 したがって、これは一定であり、V〜B1〜は減少し続けます。 したがって、V〜E〜は減少し続けます。 これは、 Valley voltage と呼ばれるV〜V〜で示される最小値まで減少します。 UJTがオンに切り替わる電圧は、V〜P〜として示される Peak Voltage です。
UJTのV-I特性
これまでに説明した概念は、以下に示す以下のグラフから明確に理解されます。
最初にV〜E〜がゼロのとき、VEの値が
V_E = \ eta V _ \ {BB}
これは、曲線がY軸に接するポイントです。
V〜E〜が電圧に達すると
V_E = \ eta V _ \ {BB} + V_D
この時点で、ダイオードは順方向にバイアスされます。
このポイントの電圧はV〜P〜（ピーク電圧）と呼ばれ、このポイントの電流はI〜P〜（ピーク電流）と呼ばれます。 グラフのこれまでの部分は、UJTがオフ状態だったため、*カットオフ領域*と呼ばれます。
さて、V〜E〜がさらに増加すると、抵抗R〜B1〜、そして電圧V〜1〜も減少しますが、それを通る電流は増加します。 これは*負性抵抗特性*であるため、この領域は*負性抵抗領域*と呼ばれます。
ここで、電圧V〜E〜は、さらに増加するとR〜B1〜の電圧が増加する特定のポイントに到達します。 このポイントの電圧はV〜V〜（谷電圧）と呼ばれ、このポイントの電流はI〜V〜（谷電流）と呼ばれます。 この後の領域は、*飽和領域*と呼ばれます。
UJTのアプリケーション
UJTは、緩和発振器として最もよく使用されています。 また、位相制御回路でも使用されます。 さらに、UJTは、デジタル回路のクロック、さまざまなデバイスのタイミング制御、サイリスタの制御された点弧、CROの水平偏向回路の同期パルスの提供に広く使用されています。
リラクゼーションオシレーターとしてのUJT
- オシレータ*は、入力なしで独自に波形を生成するデバイスです。 デバイスが動作するためにいくらかのDC電圧が印加されますが、入力として波形を生成しません。 緩和発振器は、*非正弦波形*を独自に生成するデバイスです。 この波形は一般に、回路内のコンデンサの充電時定数と放電時定数に依存します。
建設と作業
UJTのエミッタは、図のように抵抗とコンデンサに接続されています。 RC時定数は、緩和発振器の出力波形のタイミングを決定します。 両方のベースはそれぞれ抵抗器で接続されています。 DC電圧供給V〜BB〜が与えられます。
次の図は、緩和発振器としてUJTを使用する方法を示しています。
最初は、コンデンサ両端の電圧はゼロです。
V_c = 0
UJTはオフ状態です。 抵抗 R は、コンデンサ C が印加電圧を介して充電するための経路を提供します。
コンデンサは電圧に応じて充電されます
V = V_0（1-e ^ \ {-t/RC}）
コンデンサは通常充電を開始し、最大電圧V〜BB〜まで充電を続けます。 しかし、この回路では、コンデンサ両端の電圧がUJTをオンにできる値（ピーク電圧）に達すると、コンデンサは充電を停止し、UJTを介して放電を開始します。 現在、この放電は、UJTをオフにする最小電圧（谷電圧）まで続きます。 このプロセスは継続し、グラフに示されているように、コンデンサの両端の電圧は、次の波形が観察されます。
そのため、コンデンサの充電と放電により、上記のような掃引波形が生成されます。 充電時間はスイープを増加させ、放電時間はスイープを減少させます。 このサイクルの繰り返しにより、連続掃引出力波形が形成されます。
出力は非正弦波であるため、この回路は緩和発振器として機能していると言われています。
弛張発振器の応用
緩和発振器は、関数発生器、電子ビープ音、SMPS、インバーター、ウインカー、および電圧制御発振器で広く使用されています。
パルス回路-同期
さまざまな波形発生器を備えたシステムでは、すべてを同期して動作させる必要があります。 同期は、2つ以上の波形発生器をサイクルのある基準点に正確に同時に到達させるプロセスです。
同期の種類
同期には、次の2つのタイプがあります-
1対1ベース
- すべての発電機は同じ周波数で動作します。
- それらはすべて、サイクルの基準点にまったく同時に到着します。
周波数分割と同期
- ジェネレータは、互いに整数倍の異なる周波数で動作します。
- それらはすべて、サイクルの基準点にまったく同時に到着します。
リラクゼーション装置
緩和回路は、コンデンサの緩やかな充電によってタイミング間隔が確立され、コンデンサの突然の放電（緩和）によってタイミング間隔が終了する回路です。
例-マルチバイブレーター、スイープ回路、ブロッキングオシレーターなど
UJT緩和発振器回路では、UJTなどの負性抵抗デバイスがオンになると、コンデンサの充電が停止することが観察されています。 その後、コンデンサはコンデンサを介して放電し、最小値に達します。 これらのポイントは両方とも、スイープ波形の最大および最小電圧ポイントを示します。
リラクゼーションデバイスでの同期
掃引波形の高電圧またはピーク電圧またはブレークダウン電圧をより低いレベルに下げる必要がある場合は、外部信号を適用できます。 適用されるこの信号は、パルスの持続時間の間、ピークまたはブレークダウン電圧の電圧を下げる効果のある同期信号です。 同期パルスは、通常、負性抵抗デバイスのエミッタまたはベースに適用されます。 同期をとるために、一定間隔のパルスを持つパルス列が適用されます。
同期信号が適用されますが、パルス発生時の掃引信号の振幅はパルスの振幅に加えてV〜P〜未満であるため、最初のいくつかのパルスは掃引発生器に影響を与えません。 したがって、スイープジェネレーターは非同期で実行されます。 UJTがオンになる正確な瞬間は、パルスの発生の瞬間によって決まります。 これは、同期信号がスイープ信号との同期を達成するポイントです。 これは、次の図から確認できます。
どこで、
- T〜P〜はパルス信号の期間です
- T〜O〜は掃引信号の期間です
- V〜P〜はピークまたはブレークダウン電圧です
- V〜V〜はバレーまたは維持電圧です
同期を実現するには、パルスタイミング間隔* T〜P〜をスイープジェネレータの期間 T〜O〜よりも短くして、スイープサイクルを早めに終了させる必要があります。 パルスタイミング間隔 T〜P〜がスイープジェネレーターの期間T〜O〜よりも大きい場合、およびパルスの振幅が静止破壊と掃引電圧、ただしT〜P〜は T〜O〜*未満です。
スイープ回路の周波数分割
前のトピックで、次の条件が満たされたときに同期が達成されることを確認しました。 彼らです
- T〜P〜<T〜O〜の場合
- パルスの振幅が各サイクルを早期に終了させるのに十分な場合。
これら2つの条件を満たせば、同期は達成されますが、同期のタイミングに関して、スイープで特定の興味深いパターンに遭遇することがよくあります。 次の図は、この点を示しています。
同期後の掃引の振幅V´S〜は、非同期の振幅V〜S〜よりも小さいことがわかります。 また、掃引の期間T〜O〜は、パルスの期間に従って調整されますが、その間にサイクルが残ります。 つまり、1回の掃引サイクルが2回のパルスサイクルに等しくなります。 同期はすべての代替サイクルで達成され、
T_o> 2T_P
掃引タイミングT〜O〜はT〜S〜に制限され、その振幅はV ’〜S〜に減少します。
1つおきのパルスが掃引サイクルと同期して作成されるため、この信号は2倍の周波数分割を示す回路として理解できます。 したがって、周波数分割回路は同期によって得られます。
パルス回路-ブロッキング発振器
オシレーターは、入力を一切加えることなく、*独自の*交流電圧*または*電流を提供する回路です。 オシレーターには、*増幅器*と出力からの*フィードバック*が必要です。 提供されるフィードバックは、出力信号の一部とともに、入力信号と同相の出力信号に成分を含む再生フィードバックでなければなりません。 再生フィードバックを使用して非正弦波出力を生成する発振器は、*緩和発振器*と呼ばれます。
UJT緩和オシレーターはすでに見ました。 もう1つのタイプの緩和オシレーターは、ブロッキングオシレーターです。
ブロッキング発振器
ブロッキング発振器は、狭いパルスまたはトリガーパルスを生成するために使用される波形発生器です。 出力信号からのフィードバックがある間、一定の所定の時間、サイクルの後、フィードバックをブロックします。 *発振器*である間に*出力をブロックする*この機能は、名前の発振器をブロックすることになります。
ブロッキング発振器の構築では、トランジスタがアンプとして使用され、トランスがフィードバックに使用されます。 ここで使用するトランスは、*パルストランス*です。 パルストランスの記号は次のとおりです。
パルストランス
パルストランスは、電気エネルギーの矩形パルスのソースを負荷に結合するトランスです。 パルスの形状やその他の特性を変更しないでください。 それらは、*最小減衰*とゼロまたは最小*位相変化*を備えた広帯域変圧器です。
トランスの出力は、接続されているコンデンサの充放電に依存します。
回生フィードバックは、パルストランスを使用することで簡単になります。 パルストランスの巻線極性を適切に選択することにより、出力を同じ位相で入力にフィードバックできます。 ブロッキングオシレーターは、コンデンサーとパルストランス、および周期的なパルスを生成するデューティサイクルのほとんどで遮断される単一のトランジスターを使用して作られたフリーランニングオシレーターです。
ブロッキング発振器を使用すると、非安定および単安定動作が可能です。 ただし、双安定操作はできません。 それらを見ていきましょう。
単安定ブロッキング発振器
ブロッキング発振器が状態を変更するために単一のパルスを必要とする場合、単安定ブロッキング発振器回路と呼ばれます。 これらの単安定ブロッキング発振器には2つのタイプがあります。 彼らです
- 基本タイミングを備えた単安定ブロッキング発振器
- エミッタータイミングを備えた単安定ブロッキング発振器
これらの両方で、タイミング抵抗Rは、トランジスタのベースに配置されるとベースタイミング回路になり、トランジスタのエミッタに配置されるとエミッタタイミング回路になるゲート幅を制御します。
明確な理解を得るために、基本タイミングの単安定マルチバイブレータの動作について説明しましょう。
トランジスタトリガーベースタイミング付き単安定ブロッキング発振器
トランジスタ、フィードバック用のパルストランス、およびトランジスタのベース内の抵抗器は、ベースタイミングを備えた単安定ブロッキング発振器をトリガするトランジスタの回路を構成します。 ここで使用されているパルストランスの巻数比は n：1 で、ベース回路はコレクタ回路の各巻数に対して n 巻です。 抵抗Rは、パルス幅を制御するトランジスタのベースに直列に接続されています。
最初は、トランジスタはオフ状態です。 次の図に示すように、VBBはゼロまたは低すぎると見なされますが、これは無視できます。
デバイスがオフなので、コレクターの電圧はV〜CC〜です。 しかし、負のトリガーがコレクターに適用されると、電圧が低下します。 トランスの巻線極性により、コレクタ電圧は低下し、ベース電圧は上昇します。
ベースからエミッタへの電圧がカットイン電圧より大きくなると、つまり
V _ \ {BE}> V_ \ gamma
次に、小さなベース電流が観測されます。 これによりコレクタ電流が増加し、コレクタ電圧が低下します。 この動作はさらに累積され、コレクタ電流が増加し、コレクタ電圧がさらに低下します。 回生フィードバックアクションでは、ループゲインが増加すると、トランジスタがすぐに飽和状態になります。 しかし、これは安定した状態ではありません。
次に、小さなベース電流が観測されます。 これによりコレクタ電流が増加し、コレクタ電圧が低下します。 この動作はさらに累積され、コレクタ電流が増加し、コレクタ電圧がさらに低下します。 回生フィードバックアクションでは、ループゲインが増加すると、トランジスタがすぐに飽和状態になります。 しかし、これは安定した状態ではありません。
トランジスタが飽和状態になると、コレクタ電流が増加し、ベース電流が一定になります。 これで、コレクタ電流がコンデンサの充電をゆっくり開始し、トランスの電圧が低下します。 トランスの巻線の極性により、ベース電圧が増加します。 これにより、ベース電流が減少します。 この累積動作により、トランジスタが遮断状態になります。これは、回路の安定状態です。
- 出力波形*は次のとおりです-
この回路の主な*欠点*は、出力パルス幅を安定に維持できないことです。 コレクタ電流は
i_c = h _ \ {FE} i_B
h〜FE〜は温度に依存し、パルス幅はこれに比例して変化するため、出力パルス幅は安定しません。 また、h〜FE〜は使用するトランジスタによって異なります。
とにかく、この不利な点は、抵抗がエミッタに配置されていれば解決できます。つまり、ソリューションは*エミッタタイミング回路*です。 上記の条件が発生すると、エミッタのタイミング回路でトランジスタがオフになるため、安定した出力が得られます。
非安定ブロッキング発振器
ブロッキング発振器の状態を自動的に変更できる場合、それは非安定ブロッキング発振器回路と呼ばれます。 これらの非安定ブロッキング発振器には2つのタイプがあります。 彼らです
- ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器
- RC制御の非安定ブロッキング発振器
ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器では、コレクタに配置されたダイオードがブロッキング発振器の状態を変更します。 RC制御の非安定ブロッキング発振器では、タイミング抵抗RとコンデンサCがエミッタセクションでネットワークを形成して、パルスタイミングを制御します。
明確な理解を得るために、ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器の動作について説明しましょう。
ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器
ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器には、コレクタ回路にパルストランスが含まれています。 トランスの二次側とトランジスタのベースの間にコンデンサが接続されています。 トランスの一次側とダイオードはコレクターで接続されています。
プロセスを開始するためにトランジスタのコレクタに*初期パルス*が与えられ、そこから*パルスは不要*になり、回路は非安定マルチバイブレータとして動作します。 以下の図は、ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器の回路を示しています。
最初、トランジスタはオフ状態です。 回路を開始するには、負のトリガーパルスがコレクターに適用されます。 アノードがコレクタに接続されているダイオードは、逆バイアス状態になり、この負のトリガーパルスの印加によってオフになります。
このパルスはパルストランスに印加され、巻線の極性により（図に示すように）、位相反転なしで同じ量の電圧が誘導されます。 この電圧はコンデンサを介してベースに向かって流れ、ベース電流に寄与します。 このベース電流により、ベースからエミッタへの電圧が発生し、カットイン電圧を超えると、トランジスタQ〜1〜がオンになります。 これで、トランジスタQ〜1〜のコレクタ電流が上昇し、ダイオードとトランスの両方に印加されます。 最初はオフであったダイオードがオンになります。 トランスの一次巻線に誘導される電圧は、変圧器の二次巻線に電圧を誘導し、これを使用してコンデンサが充電を開始します。
コンデンサは充電中に電流を供給しないため、ベース電流i〜B〜は流れなくなります。 これにより、トランジスタQ〜1〜がオフになります。 したがって、状態が変更されます。
これで、ONであったダイオードに電圧がかかり、トランスの1次側に印加され、2次側に誘導されます。 これで、コンデンサに電流が流れ、コンデンサが放電します。 したがって、ベース電流i〜B〜が流れ、トランジスタが再びオンになります。 出力波形は次のとおりです。
ダイオードはトランジスタの状態を変化させるのに役立つため、この回路はダイオード制御されています。 また、トリガーパルスは開始時にのみ適用されるため、回路はそれ自体で状態を変化させ続けるため、この回路は非安定発振器です。 したがって、ダイオード制御の非安定ブロッキング発振器という名前が付けられています。
別のタイプの回路は、トランジスタのエミッタ部分でRとCの組み合わせを使用し、RC制御非安定ブロッキング発振回路と呼ばれます。
パルス回路-サンプリングゲート
これまで、さまざまなパルス回路に遭遇しました。 時には、そのようなパルス入力の適用を特定の期間に制限する必要があります。 この側面で私たちを助ける回路は*サンプリングゲート回路*です。 これらは、*線形ゲート*または*送信ゲート*または*選択回路*とも呼ばれます。
これらのサンプリングゲートは、特定の時間間隔で送信信号を選択するのに役立ちます。この場合、出力信号は入力信号と同じか、それ以外はゼロになります。 その期間は、*制御信号*または*選択信号*を使用して選択されます。
サンプリングゲート
サンプリングゲートの場合、出力信号は入力と同じか、選択した時間間隔で入力信号に比例する必要があり、そうでない場合はゼロにする必要があります。 その選択された期間は Transmission Period と呼ばれ、他の期間は Non-transmission Period と呼ばれます。 これは、V〜C〜で示される*制御信号*を使用して選択されます。 次の図はこの点を説明しています。
制御信号V〜C〜がV〜1〜にあるとき、サンプリングゲートは閉じられ、V〜C〜がV〜2〜にあるとき、それは開いています。 パルス幅T〜g〜は、ゲートパルスが印加される期間を示します。
サンプリングゲートの種類
サンプリングゲートのタイプには、
- 単方向サンプリングゲート-これらのタイプのサンプリングゲートは、正または負のパルスを通過させることができます。 それらはダイオードを使用して構成されています。
- 双方向サンプリングゲート-これらのタイプのサンプリングゲートは、正と負の両方のパルスを通過させることができます。 それらは、ダイオードまたはBJTのいずれかを使用して構築されます。
使用されるスイッチの種類
サンプリングゲートは、直列またはシャントスイッチを使用して構築できます。 スイッチを開いたり閉じたりする必要がある期間は、ゲーティングパルス信号によって決まります。 これらのスイッチは、ダイオードやトランジスタなどのアクティブな要素に置き換えられます。
次の図は、直列およびシャントスイッチを使用したサンプリングゲートのブロック図を示しています。
シリーズスイッチを使用したサンプリングゲート
このタイプのスイッチでは、スイッチSが閉じている場合、出力は入力に正確に等しいか比例します。 その期間が*送信期間*になります。
スイッチSが開いている場合、出力はゼロまたはグランド信号になります。 その期間は、*非送信期間*になります。
シャントスイッチを使用したサンプリングゲート
このタイプのスイッチでは、スイッチSが閉じている場合、出力はゼロまたはグランド信号になります。 その期間は、*非送信期間*になります。
スイッチSが開いている場合、出力は入力と正確に等しいか比例します。 その期間が*送信期間*になります。
サンプリングゲートは、デジタル回路の論理ゲートとはまったく異なります。 また、パルスまたは電圧レベルでも表されます。 しかし、それらはデジタルゲートであり、出力は入力の正確なレプリカではありません。 一方、サンプリングゲート回路は、出力が入力の正確なレプリカであるアナログゲートです。
次の章では、サンプリングゲートのタイプについて説明します。
単方向サンプリングゲート
サンプリングゲートの概念を理解した後、サンプリングゲートの種類を理解してみましょう。 単方向サンプリングゲートは、正または負のパルスを通過させることができます。 それらはダイオードを使用して構成されています。
単方向サンプリングゲート回路は、コンデンサC、ダイオードD、2つの抵抗R〜1〜およびR〜L〜で構成されます。 信号入力はコンデンサに与えられ、制御入力は抵抗R〜1〜に与えられます。 出力は、負荷抵抗R〜L〜を通過します。 回路は以下のとおりです。
ダイオードの機能によると、ダイオードのアノードがダイオードのカソードよりも正の場合にのみ導通します。 ダイオードの入力に正の信号がある場合、導通します。 ゲート信号がオンになっている期間が送信期間です。 したがって、入力信号が送信されるのはその期間中です。 そうでない場合、送信はできません。
次の図は、入力信号とゲート信号の期間を示しています。
入力信号は、図に示すように、ゲートがオンになっている時間だけ送信されます。
私たちが持っている回路から、
ダイオードのアノードには2つの信号（V〜S〜およびV〜C〜）が印加されます。 アノードの電圧がV〜P〜として示され、カソードの電圧がV〜N〜として示される場合、出力電圧は次のように得られます。
V_o = V_P =（V_S + V_C）> V_N
したがって、ダイオードは順方向バイアス状態です。
V_O = V_S + V_1> V_N
Then
V_O = V_S
V〜1〜= 0の場合、
Then
V_O = V_S + V_1 \：どの\：は\：V_O = V_S を意味します
V〜1〜= 0の理想値。
したがって、V〜1〜= 0の場合、入力信号全体が出力に表示されます。 V〜1〜の値が負の場合、入力の一部が失われ、V〜1〜が正の場合、入力とともに追加の信号が出力に表示されます。
このすべては、送信期間中に発生します。
非送信期間中、
V_O = 0
ダイオードが逆バイアス状態にあるため
アノードの電圧がカソードの電圧より低い場合、
V_S + V_C <0 \：ボルト
非送信期間中、
V_C = V_2
V_S + V_2 <0
V〜2〜の大きさはV〜s〜よりも大きくなければなりません。
| V_2 | ＆Gt; V_S
ダイオードが逆バイアスになるためには、電圧V〜S〜とV〜C〜の合計が負でなければなりません。 V〜C〜（現在はV〜2〜）は可能な限り負である必要があり、V〜S〜は正ですが、両方の電圧の合計が負の結果になるようにします。
特殊なケース
次に、制御電圧が負の値である入力電圧の異なる値のいくつかのケースを見てみましょう。
ケース1
V〜S〜= 10VおよびV〜C〜= -10v（V〜1〜）から-20v（V〜2〜）の例を見てみましょう
ここで、これら2つの信号（V〜S〜およびV〜C〜）が適用されると、アノードの電圧は
V_P = V_S + V_C
これは送信期間に関するものであるため、V〜C〜にはV〜1〜のみが考慮されます。
V_O =（10V）+（-10V）= 0V
したがって、ある程度の入力電圧が印加されていても、出力はゼロになります。 次の図は、この点を説明しています。
ケース2
V〜S〜= 10VおよびV〜C〜= -5v（V〜1〜）から-20v（V〜2〜）の例を見てみましょう
ここで、これら2つの信号（V〜S〜およびV〜C〜）が適用されると、アノードの電圧は
V_P = V_S + V_C
これは送信期間に関するものであるため、V〜C〜にはV〜1〜のみが考慮されます。
V_O =（10V）+（-5V）= 5V
したがって、出力は5 Vになります。 次の図は、この点を説明しています。
事例3
V〜S〜= 10VおよびV〜C〜= 0v（V〜1〜）から-20v（V〜2〜）の例を見てみましょう
ここで、これら2つの信号（V〜S〜およびV〜C〜）が適用されると、アノードの電圧は
V_P = V_S + V_C
これは送信期間に関するものであるため、V〜C〜にはV〜1〜のみが考慮されます。
V_O =（10V）+（0V）= 10V
したがって、出力は10 Vになります。 次の図は、この点を説明しています。
事例4
V〜S〜= 10VおよびV〜C〜= 5v（V〜1〜）から-20v（V〜2〜）の例を見てみましょう
ここで、これら2つの信号（V〜S〜およびV〜C〜）が適用されると、アノードの電圧は
V_P = V_S + V_C
これは送信期間に関するものであるため、V〜C〜にはV〜1〜のみが考慮されます。
V_O =（10V）+（5V）= 15V
したがって、出力は15 Vになります。
出力電圧は、印加される制御電圧の影響を受けます。 この電圧が入力に加算され、出力が生成されます。 したがって、出力に影響します。
次の図は、両方の信号の重ね合わせを示しています。
ゲート電圧のみが印加されている間、出力は5vになることがわかります。 両方の信号が適用されると、V〜P〜はV〜O〜として表示されます。 非送信期間中、出力は0vです。
上図からわかるように、（V〜S〜= 0の）入力信号が適用されていないにもかかわらず、送信期間と非送信期間の出力信号の差は Pedestal と呼ばれます。 この台座は正でも負でもかまいません。 この例では、出力に正の台座が得られます。
制御電圧に対するRCの影響
制御電圧が定常状態に達する前に入力信号が印加されると、出力にいくらかの歪みが生じます。
制御信号が0vのときに入力信号が与えられた場合にのみ、正しい出力が得られます。 この0vは安定した値です。 その前に入力信号が与えられると、歪みが発生します。
Aでの制御電圧の緩やかな上昇は、存在するRC回路によるものです。 RCの結果である時定数は、この波形の形状に影響します。
単方向サンプリングゲートの長所と短所
単方向サンプリングゲートの長所と短所を見てみましょう。
利点
- 回路はシンプルです。
- 入力と出力の間の時間遅延が短すぎます。
- より多くの入力に拡張できます。
- 非送信期間中は電流が流れません。 したがって、静止状態では、電力損失はありません。
デメリット
- 制御信号と入力信号（V〜C〜およびV〜S〜）の間には相互作用があります
- 入力の数が増えると、制御入力の負荷が増えます。
- 出力は制御入力電圧V〜1〜（V〜C〜の上位レベル）に敏感です
- 一度に1つの入力のみを適用する必要があります。
- 制御信号の立ち上がり時間が遅いため、定常状態に達する前に入力信号が印加されると、出力が歪む可能性があります。
入力が多い単方向
これまでに説明した単方向サンプリングゲート回路には、単一の入力があります。 この章では、複数の入力信号を処理できるいくつかの単方向サンプリングゲート回路について説明します。
一方向サンプリングゲート回路は、同じ値のコンデンサと抵抗で構成されています。 ここでは、2つの入力を持つ2つの入力単方向ダイオードサンプリングゲートを検討します。 この回路には、同じ値の2つのコンデンサと2つの抵抗があります。 それぞれ2つのダイオードで接続されています。
制御信号は抵抗に適用されます。 出力は負荷抵抗器を通過します。 以下の図は、複数の入力信号を持つ単方向ダイオードサンプリングゲートの回路図を示しています。
制御入力が与えられると、
送信期間中のV〜C〜= V〜1〜では、ダイオードD〜1〜とD〜2〜の両方が順方向にバイアスされます。 これで、出力は3つの入力すべての合計になります。
V_O = V _ \ {S1} + V _ \ {S2} + V_C
V〜1〜= 0vが理想値である場合、
V_O = V _ \ {S1} + V _ \ {S2}
ここでは、送信期間中の任意の時点で、1つの入力のみを適用する必要があるという大きな制限があります。 これはこの回路の欠点です。
非送信期間中、
V_C = V_2
両方のダイオードは逆バイアスになり、開回路を意味します。
これにより、出力が作成されます
V_O = 0V
この回路の主な欠点は、入力数が増えると*回路の負荷*が増えることです。 この制限は、入力信号ダイオードの後に制御入力が与えられる別の回路によって回避できます。
台座の削減
さまざまなタイプのサンプリングゲートとそれらが生成する出力を通過する際、 Pedestal と呼ばれる出力波形に余分な電圧レベルがあります。 これは望ましくなく、ノイズが発生します。
ゲート回路の台座の削減
入力信号は適用されませんが、送信期間と非送信期間の出力信号の差は、*ペデスタル*と呼ばれます。 正または負の台座にすることができます。
したがって、入力信号はありませんが、ゲート電圧のために観察される出力です。 これは望ましくないため、減らす必要があります。 以下の回路は、ゲート回路のペデスタルを減らすために設計されています。
制御信号が適用されるとき、送信期間中、すなわち V〜1〜で、Q〜1〜がオンになり、Q〜2〜がオフになり、V〜CC〜がR〜C〜を介してQ〜1〜に適用されます。 一方、非送信期間中、つまり V〜2〜で、Q〜2〜がオンになり、Q〜1〜がオフになり、V〜CC〜がR〜C〜を介してQ〜2〜に適用されます。 ベース電圧–V〜BB1〜および–V〜BB2〜およびゲート信号の振幅は、2つのトランジスタ電流が同じになるように調整され、その結果、静止出力電圧レベルが一定に保たれます。
ゲートパルス電圧がトランジスタのV〜BE〜に比べて大きい場合、各トランジスタは非導通時にカットオフよりもはるかに下にバイアスされます。 そのため、ゲート電圧が現れると、Q〜1〜が導通し始める前にQ〜2〜が遮断され、ゲートの終わりにQ〜2〜がQ〜2〜の前に遮断されます実施を開始します。
以下の図は、これをより良い方法で説明しています。
したがって、ゲート信号は上の図のように表示されます。 ゲート信号電圧は、この波形に重ねて表示されます。 ゲート波形の立ち上がり時間がゲート継続時間と比較して短い場合、これらのスパイクの値は無視できます。
この回路の*欠点*はほとんどありません。
- 明確な立ち上がり時間と立ち下がり時間、急激なスパイクの結果
- RCを流れる連続電流は多くの熱を放散します
- 2つのバイアス電圧と2つの制御信号源（互いに補完する）により、回路が複雑になります。
これらの欠点以外に、この回路はゲート回路のペデスタルの削減に役立ちます。
双方向サンプリングゲート
双方向ゲートは、単方向ゲートとは異なり、正と負の両方の極性の信号を送信します。 これらのゲートは、トランジスタまたはダイオードを使用して構築できます。 さまざまなタイプの回路から、トランジスタで構成される回路とダイオードで構成される別の回路を見てみましょう。
トランジスタを使用した双方向サンプリングゲート
基本的な双方向サンプリングゲートは、トランジスタと3つの抵抗で構成されます。 入力信号電圧V〜S〜と制御入力電圧V〜C〜は、加算抵抗を介してトランジスタのベースに印加されます。 以下の回路図は、トランジスタを使用した双方向サンプリングゲートを示しています。
ここで適用される制御入力V〜C〜は、2つのレベルV〜1〜およびV〜2〜とパルス幅t〜p〜を持つパルス波形です。 このパルス幅は、希望する送信間隔を決定します。 ゲーティング信号により、入力が送信されます。 ゲーティング信号が低レベルV〜2〜になると、トランジスタはアクティブ領域に入ります。 そのため、ゲート入力がその上位レベルに維持されるまで、トランジスタのベースに現れるいずれかの極性の信号がサンプリングされ、出力で増幅されたように見えます。
4ダイオード双方向サンプリングゲート
双方向サンプリングゲート回路もダイオードを使用して作成されます。 このモデルでは、2ダイオードの双方向サンプリングゲートが基本的なものです。 ただし、次のような欠点はほとんどありません。
- ゲインが低い
- 制御電圧の不均衡に敏感です
- V〜n（min）〜は過剰かもしれません
- ダイオード容量の漏れがあります
これらの機能を改善する4ダイオード双方向サンプリングゲートが開発されました。 図に示すように、2つの双方向サンプリングゲート回路が改善され、さらに2つのダイオードと2つの平衡電圧+ vまたは–vが追加され、4ダイオードの双方向サンプリングゲートの回路が作成されました。
制御電圧V〜C〜および-V〜C〜は、それぞれダイオードD〜3〜およびD〜4〜に逆バイアスをかけます。 電圧+ vおよび–vは、それぞれダイオードD〜1〜およびD〜2〜に順方向バイアスをかけます。 信号源は、抵抗器R〜2〜と導電ダイオードD〜1〜およびD〜2〜を介して負荷に結合されます。 ダイオードD〜3〜およびD〜4〜は逆バイアスされているため、これらは開いており、制御信号をゲートから切断します。 したがって、制御信号の不均衡は出力に影響しません。
印加される制御電圧がV〜n〜および-V〜n〜の場合、ダイオードD〜3〜およびD〜4〜が導通します。 ポイントP〜2〜およびP〜1〜はこれらの電圧にクランプされ、ダイオードD〜1〜およびD〜2〜は逆バイアスになります。 現在、出力はゼロです。
送信中、ダイオードD〜3〜およびD〜4〜はオフです。 回路のゲインAは次の式で与えられます
A = \ frac \ {R_C} \ {R_C + R_2} \ times \ frac \ {R_L} \ {R_L +（R_s/2）}
したがって、制御電圧の適用を選択すると、送信が有効または無効になります。 どちらの極性の信号も、ゲート入力に応じて送信されます。
サンプリングゲートの用途
サンプリングゲート回路には多くの用途があります。 最も一般的なものは次のとおりです-
- サンプリングスコープ
- マルチプレクサー
- サンプルホールド回路
- D/Aコンバーター
- チョップドスタビライザーアンプ
サンプリングゲート回路のアプリケーションの中で、サンプリングスコープ回路が一般的です。 サンプリングスコープのブロック図について考えてみましょう。
サンプリングスコープ
サンプリングスコープでは、表示は入力波形のサンプルのシーケンスで構成されます。 これらのサンプルはそれぞれ、波形の基準点に対して徐々に遅れて取得されます。 これは、以下のブロック図に示されているサンプリングスコープの動作原理です。
- ランプ発生器*および*階段状発生器*は、適用されたトリガー入力に従って波形を生成します。 *コンパレータ*はこれらの信号の両方を比較し、制御信号としてサンプリングゲート回路に与えられる出力を生成します。
制御入力が高い場合は、*サンプリングゲート*の入力が出力に送られ、制御入力が低い場合は常に入力は送信されません。
サンプルを取りながら、それらは瞬時に選択されますが、それらは等しい増分で徐々に遅延します。 サンプルは、持続時間がサンプリングゲートコントロールの持続時間に等しく、振幅がサンプリング時の入力信号の大きさによって決定されるパルスで構成されます。 生成されるパルス幅は小さくなります。
パルス変調と同様に、信号をサンプリングしてホールドする必要があります。 しかし、パルス幅が小さいため、アンプ回路で増幅されて*ストレッチ*され、次にダイオード-コンデンサの組み合わせ回路に渡されて、信号を*ホールド*して、次のサンプルの間隔を埋めます。 この回路の出力は*垂直偏向板*に与えられ、掃引回路の出力はサンプリングスコープの*水平偏向板*に与えられ、出力波形を表示します。
