Power-electronics-quick-guide
パワーエレクトロニクス-はじめに
パワーエレクトロニクスとは、電流と電圧の流れを制御し、ユーザーの負荷に適した形式に変換するプロセスを指します。 最も望ましいパワーエレクトロニクスシステムは、効率と信頼性が100％のシステムです。
次のブロック図をご覧ください。 Power Electronicシステムのコンポーネントと、それらがどのようにリンクされているかを示しています。
パワーエレクトロニクスシステムは、電気エネルギーをある形式から別の形式に変換し、次のことを確実にします-
- 最大効率
- 最高の信頼性
- 最大の可用性
- 最低費用
- 最小重量
- 小さいサイズ
パワーエレクトロニクスのアプリケーションは、静的アプリケーションとドライブアプリケーションの2種類に分類されます。
静的アプリケーション
これは、溶接、加熱、冷却、電気めっき、DC電源などの可動および/または回転機械部品を利用します。
直流電力送信機
ドライブ用途
ドライブアプリケーションには、モーターなどの回転部品があります。 例としては、コンプレッサー、ポンプ、コンベアベルト、空調システムなどがあります。
エアコン設備
パワーエレクトロニクスは、コンプレッサーなどの要素を制御するためにエアコンで広く使用されています。 エアコンでパワーエレクトロニクスがどのように使用されるかを示す概略図を以下に示します。
パワーエレクトロニクス-スイッチングデバイス
パワーエレクトロニクススイッチングデバイスは、1つに統合されたアクティブな切り替え可能なパワー半導体ドライバーの組み合わせです。 スイッチの主な特徴は、機能の内部相関と統合システムの相互作用によって決まります。 下の図は、パワーエレクトロニックスイッチシステムの動作を示しています。
上図の外部回路は通常、コントロールユニットに対して高電位に保たれています。 誘導トランスミッターは、2つのインターフェイス間の必要な電位差をサポートするために使用されます。
通常、電力スイッチングデバイスは、電力を処理する定格、つまり電力消費率ではなく電流定格と電圧定格の積に基づいて選択されます。 したがって、パワーエレクトロニックスイッチの主な魅力的な機能は、低電力またはほとんど電力を消費しないことです。 その結果、電子スイッチは、電力の低くて連続的なサージを達成することができます。
パワーエレクトロニクス-線形回路要素
線形回路要素は、電流入力と電圧出力の間に線形関係を示す電気回路のコンポーネントを指します。 線形回路を持つ要素の例には、
- 抵抗器
- コンデンサ
- インダクター
- 変圧器
線形回路要素の理解を深めるには、抵抗要素の解析が必要です。
抵抗器
抵抗器は、電流の流れが制限され、エネルギー変換が行われるデバイスです。 たとえば、電球に電気が流れると、電気は熱や光などの異なる形式のエネルギーに変換されます。 エレメントの抵抗は、オーム（＆ohm）で測定されます。
特定の回路の抵抗の測定値は次のように与えられます-
ここで、 R -抵抗; ρ-抵抗率; L -ワイヤの長さ;および A -ワイヤの断面積
さまざまな抵抗のシンボル
| Resistor | Resistor |
| A variable resistor | Variable Resistor |
| A potentiometer | Potentiometer |
コンデンサ
コンデンサとは、誘電体として知られる絶縁体によって分離された2つの導電性材料（プレートとしても知られている）を備えた電気デバイスを指します。 電界を使用して電気エネルギーを保存します。 コンデンサをバッテリーに接続すると電界が発生するため、一方のプレートに正の電荷が蓄積され、他方のプレートに負の電荷が蓄積されます。
エネルギーがコンデンサの電界に蓄積されるとき、このプロセスは充電と呼ばれ、エネルギーが除去されるとき、プロセスは放電と呼ばれます。 コンデンサに保存される電気エネルギーのレベルは静電容量と呼ばれ、ファラッド（F）で測定されます。 1ファラッドは、1 C/Vで与えられる単位ボルトあたり1クーロンと同じです。
コンデンサーとバッテリーの違いは、コンデンサーは電気エネルギーを蓄え、バッテリーは化学エネルギーを蓄え、エネルギーをゆっくり放出することです。
さまざまなコンデンサのシンボル
コンデンサのさまざまな記号を次の表に示します。
| Fixed Capacitor | Fixed Capacitor |
| Variable Capacitor | Variable Capacitor |
| Polarized Capacitor | Polarized Capacitor |
インダクター
インダクタは、磁場を使用して電気エネルギーを保存する電子デバイスです。 インダクタの最も単純な形式は、インダクタンスがワイヤのループ数に直接比例するループ形式のコイルまたはワイヤです。 さらに、インダクタンスはワイヤの材料の種類とループの半径に依存します。
一定の巻数と半径のサイズが与えられた場合、空芯のみが最小のインダクタンスになります。 空気と同じ目的を果たす誘電材料には、木材、ガラス、プラスチックが含まれます。 これらの材料は、インダクタを巻くプロセスに役立ちます。 巻線の形状（ドーナツ型）と強磁性体（鉄など）により、総インダクタンスが増加します。
インダクタが保存できるエネルギー量は、インダクタンスと呼ばれます。 Henry（H）で測定されます。
さまざまなインダクタのシンボル
| Fixed inductor | Fixed Inductor |
| Variable inductor | Variable Inductor |
変圧器
これは、電磁誘導と呼ばれるプロセスを通じてエネルギーをあるレベルから別のレベルに変更するデバイスを指します。 通常、電力を使用するアプリケーションでAC電圧を増減するために使用されます。
トランスの一次側の電流が変化すると、コア上に変化した磁束が生成され、磁場の形でトランスの二次巻線に広がります。
トランスの動作原理は、電磁誘導のファラデーの法則に依存しています。 法律は、時間に関連する磁束の変化率は、導体に誘導されるEMFに直接関係すると述べています。
トランスには3つの主要部分があります-
- 一次巻線
- 磁気コア
- 二次巻線
トランスフォーマーのシンボル
追加のデバイス
電磁デバイス
電磁気の概念は技術で広く使用されており、モーター、発電機、電気ベルに適用されます。 たとえば、ドアベルでは、電磁コンポーネントがクラッパーを引き付け、ベルに衝突してベルを鳴らします。
コントローラー
コントローラーは、プロセスで測定された変数から転送された電子信号を受信し、得られた値を制御の設定値と比較するデバイスです。 デジタルアルゴリズムを使用して、機能を関連付けて比較します。
センサー
センサーは、電流を決定するために使用されます。電流は、制御の目的でフィードバックを提供するために常に変化します。 電流の検出により、スムーズで正確なコンバータ機能を実現できます。 パラレルまたはマルチフェーズコンバーターの情報を簡単に共有できるように、コンバーターでは電流センサーが重要です。
フィルター
電子フィルタは、信号の処理を実行して不要な周波数を除去するためにも使用されます。 それらはアナログ回路であり、アクティブまたはパッシブ状態で存在します。
シリコン制御整流器
シリコン制御整流器または半導体制御整流器は、4層のソリッドステート電流制御デバイスです。 「シリコン制御整流器」という名前は、サイリスタの種類に対するゼネラルエレクトリックの商標名です。
SCRは、主に高電圧と電力の制御を必要とする電子機器で使用されます。 これにより、モーター制御機能などの中および高AC電力操作に適用できます。
SCRは、ダイオードのようにゲートパルスが印加されると導通します。 つまり、2つの構造を形成する半導体の4つの層があります。 NPNPまたはPNPN。 さらに、J1、J2、J3のラベルが付いた3つのジャンクションと、3つの端子（アノード、カソード、ゲート）があります。 SCRは、次のように図式的に表されます。
以下に示すように、アノードはPタイプに、カソードはNタイプに、ゲートはPタイプに接続します。
SCRでは、真性半導体はシリコンであり、必要なドーパントが注入されます。 ただし、PNPN接合のドーピングはSCRアプリケーションに依存します。
SCRの操作モード
- OFF状態（順方向ブロッキングモード）*-ここで、アノードには正の電圧が割り当てられ、ゲートにはゼロ電圧が割り当てられ（切断）、カソードには負の電圧が割り当てられます。 その結果、ジャンクションJ1とJ3は順バイアスになり、J2は逆バイアスになります。 J2は破壊雪崩値に達し、伝導を開始します。 この値を下回ると、J1の抵抗は非常に高くなるため、オフ状態にあると言われます。
- ON状態（導通モード）*-アバランシェ電圧以上でアノードとカソード間の電位差を大きくするか、ゲートに正の信号を印加することにより、SCRがこの状態になります。 SCRが導通を開始するとすぐに、オン状態を維持するためにゲート電圧が不要になるため、-
- 流れる電流を、保持電流と呼ばれる最小値まで減少させる
- 接合部に配置されたトランジスタを使用します。
逆阻止-これは順方向電圧の低下を補償します。 これは、P1の低ドープ領域が必要であるという事実によるものです。 順方向ブロッキングと逆方向ブロッキングの電圧定格が等しいことに注意することが重要です。
パワーエレクトロニクス-トライアック
トライアックの頭字語は、Alternating CurrentのTriodeの略です。 トライアックは、電流の流れを制御する3つの端子を備えた半導体デバイスであり、トライアックと呼ばれています。 SCRとは異なり、トライアックは双方向ですが、SCRは双方向です。 交流サイクルで両方の半分の電流を制御できるため、スイッチング目的でAC電源を使用する操作に最適です。 これは、下の図で明確に説明されています。
トライアックシンボル
トライアックの回路図を以下に示します。 背中合わせに配置された2つのサイリスタに似ています。
トライアック構造
トライアック構造は、デバイス制御を確保するために追加のゲート接点が組み込まれたDIACと見なされます。 他のパワーデバイスと同様に、トライアックはシリコンから製造されています。 その結果、シリコンを製造するプロセスは、より安価なデバイスの生産につながります。 以下に示すように、トライアックには6つの領域があります。 4つのN型領域と2つのP型領域。
トライアック操作
トライアックの動作はサイリスタに基づいています。 AC電気部品およびシステムのスイッチング機能を促進します。 ACサイクルの両方の半分を利用できるため、調光器で広く使用されています。 その結果、これにより、電力使用の効率が向上します。 サイリスタを使用してトライアックとして機能することは可能ですが、低電力を必要とする操作にはコスト効率がよくありません。 トライアックを2つのサイリスタの観点から見ることができます。
トライアックは通常、動作中に非対称スイッチングを示すため、非常に高い電力を必要としないアプリケーションで使用されます。 これは、電磁干渉を引き起こすため、高電力を利用するアプリケーションには不利です。 その結果、トライアックは、速度を制御するために、モーター制御、照明付き住宅用調光器、小型電動ファンで使用されます。
パワーエレクトロニクス-BJT
バイポーラジャンクショントランジスタ（BJT）は、2つの半導体によって作られた接点に依存して動作するトランジスタです。 スイッチ、アンプ、またはオシレーターとして機能します。 動作には2種類の電荷キャリア（正孔と電子）が必要なため、バイポーラトランジスタとして知られています。 正孔はP型半導体の主要な電荷キャリアを構成し、電子はN型半導体の主要な電荷ベアラです。
BJTのシンボル
BJTの構造
BJTには、背中合わせに接続され、共通の領域B（ベース）を共有する2つのP-N接合があります。 これにより、ベース、コレクタ、エミッタのすべての領域でコンタクトが作成されます。 PNPバイポーラトランジスタの構造を以下に示します。
上記のBJTは、背中合わせに接続された2つのダイオードで構成されているため、準中性と呼ばれる領域が枯渇します。 エミッタ、ベース、コレクタの準中立の幅は、上記でW〜[.small]＃E＃〜 '、W〜[.small]＃B＃〜'、W〜[.small]＃C＃〜 'として示されています。 彼らは次のように取得されます-
エミッタ、ベース、コレクタの電流の従来の符号は、それぞれ_I〜[.small]＃E＃〜、 I〜[.small]＃B＃〜、 I〜[.small]＃C＃〜_で示されます。 したがって、正の電流がコレクタまたはベースの接点に接触すると、コレクタおよびベースの電流は正になります。 さらに、電流がエミッタ接点を離れると、エミッタ電流は正になります。 したがって、
コレクタおよびエミッタに対してベース接点に正の電圧が印加されると、ベース-コレクタ電圧およびベース-エミッタ電圧が正になります。
簡単にするために、V〜[.small]＃CE＃〜はゼロであると想定されています。
電子の拡散はエミッタからベースに起こり、正孔の拡散はベースからエミッタに始まります。 電子がベースコレクターの枯渇した領域に到達すると、電場によってその領域を掃引されます。 これらの電子はコレクタ電流を形成します。
BJTが順方向アクティブモードでバイアスされる場合、総エミッタ電流は、電子拡散電流（I〜[.small]＃E、n＃〜）、正孔拡散電流（I〜[.small] ＃E、p＃〜）およびベースエミッタ電流。
総コレクター電流は、電子拡散電流（I〜[.small]＃E、n＃〜）からベース再結合電流（I〜[.small]＃r、B＃〜）を差し引いたものです。
ベース電流の合計_I〜[.small]＃B＃〜は、正孔拡散電流（_I〜[.small]＃E、p＃〜）、ベース再結合電流（I〜[.small] ＃r、B＃〜）および空乏層のベース-エミッタ再結合電流（I〜[.small]＃r、d＃〜）。
輸送係数
これは、コレクタ電流とエミッタ電流の比によって与えられます。
キルヒホッフの電流の法則を適用すると、ベース電流はエミッタ電流とコレクタ電流の差によって与えられることがわかります。
電流ゲイン
これは、ベース電流に対するコレクタ電流の比率によって与えられます。
上記は、BJTが電流増幅を生成する方法を説明しています。 コレクタ電流がエミッタ電流にほぼ等しい場合、輸送係数（α）は1に近づきます。 したがって、電流ゲイン（β）は1より大きくなります。
さらなる分析のために、輸送因子（α）は、エミッター効率（γ〜[.small]＃E＃〜）と基本輸送因子（α〜[.small]＃T＃〜）および再結合因子の積として書き換えられます。空乏層の（δ〜[.small]＃r＃〜）。 次のように書き換えられます-
以下は、議論されているエミッタ効率、ベース輸送係数、空乏層再結合係数の要約です。
エミッター効率
基本輸送係数
空乏層の再結合係数
パワーエレクトロニクス-IGBT
絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（IGBT）は、3つの端子を持つ半導体デバイスであり、主に電子スイッチとして使用されます。 高速スイッチングと高効率が特徴であるため、ランプバラスト、電気自動車、可変周波数ドライブ（VFD）などの最新の機器に必要なコンポーネントです。
オン/オフを迅速に切り替える機能により、アンプでパルス幅変調を使用した複雑な波形パターンを処理できます。 IGBTは、MOSFETとBJTの特性を組み合わせて、それぞれ高電流容量と低飽和電圧容量を実現します。 FET（電界効果トランジスタ）を使用して絶縁ゲートを統合し、制御入力を取得します。
IGBTシンボル
IGBTの増幅は、入力信号に対する出力信号の比率によって計算されます。 従来のBJTでは、ゲインの度合い（β）は、その出力電流と入力電流の比に等しくなります。
IGBTのオン状態抵抗（RON）は、MOSFETよりも非常に低い値です。 これは、特定のスイッチング動作のバイポーラでの電圧降下（I ^ [。small]＃2＃^ R）が非常に低いことを意味します。 IGBTの順方向のブロッキング動作は、MOSFETのそれに似ています。
IGBTが静的状態で制御スイッチとして使用される場合、その電流と電圧の定格はBJTの定格と等しくなります。 それどころか、IGBTの絶縁ゲートはBJT電荷の駆動を容易にするため、必要な電力が少なくなります。
IGBTは、そのゲート端子がアクティブになっているか非アクティブになっているかによってオンまたはオフに切り替わります。 ゲートとエミッタ間の一定の正の電位差により、IGBTがオン状態に維持されます。 入力信号が除去されると、IGBTはオフになります。
IGBTの動作原理
IGBTは、BJTとは異なり、デバイスの導通を維持するために必要な電圧はわずかです。 IGBTは単方向デバイスです。つまり、順方向でのみスイッチオンできます。 これは、双方向のMOSFETとは異なり、電流がコレクタからエミッタに流れることを意味します。
IGBTの用途
IGBTは、トラクションモーターなど、中〜超高電力アプリケーションで使用されます。 大きなIGBTでは、100アンペアの範囲の大電流と最大6kvのブロッキング電圧を処理することができます。
IGBTは、コンバーター、インバーター、ソリッドステートスイッチングが必要なその他の機器などのパワーエレクトロニクスデバイスでも使用されます。 高電流および高電圧のバイポーラが利用可能です。 ただし、スイッチング速度は遅いです。 それどころか、MOSFETは高いスイッチング速度を持っていますが、高価です。
パワーエレクトロニクス-MOSFET
金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（MOSFET）は、電子信号の切り替えに使用されるトランジスタの一種です。 つまり、4つのターミナルがあります。ソース（S）、ドレイン（D）、ゲート（G）、ボディ（B）MOSFETのボディは通常、ソース（S）の端子に接続されているため、他の電界効果トランジスタ（ FET）。 これらの2つのメイン端子は通常、短絡を介して相互接続されているため、3つの端子のみが電気回路図に表示されます。
これは、デジタルとアナログの両方の回路で最も一般的なデバイスです。 通常のトランジスタと比較して、MOSFETはオンに切り替えるために低電流（1ミリアンペア未満）が必要です。 同時に、50アンペア以上の高電流負荷を供給します。
MOSFETの動作
MOSFETには、コンデンサのプレートとして機能する二酸化シリコンの薄い層があります。 制御ゲートを分離すると、MOSFETの抵抗が非常に高いレベル（ほぼ無限大）になります。
ゲート端子は一次電流経路から遮断されています。したがって、ゲートに電流が漏れることはありません。
MOSFETは2つの主な形式で存在します-
- 空乏状態-これには、コンポーネントをオフにするためのゲート-ソース電圧（V〜[.small]＃GB＃〜）が必要です。 ゲートがゼロ（V〜[.small]＃GB＃〜）の場合、デバイスは通常オンであるため、特定のロジック回路の負荷抵抗として機能します。 N型空乏型デバイスをロードする場合、3Vは、ゲートを負の3Vに切り替えることでデバイスがオフになるしきい値電圧です。
- エンハンスメント状態-コンポーネントをオンにするには、この状態でゲート-ソース電圧（V〜[.small]＃GB＃〜）が必要です。 ゲートがゼロ（V〜[.small]＃GB＃〜）の場合、デバイスは通常オフであり、ゲート電圧がソース電圧よりも高いことを確認することでオンに切り替えることができます。
シンボルと基本構造
ここで、 D -ドレイン。 G -ゲート; S -ソース;および Sub -基質
解決されたパワー半導体デバイスEx
A（BJT）は1mAの電流を放出し、0.99のエミッタ効率を持ちます。 基本輸送係数は0.994で、空乏層の再結合係数は0.997です。 BJTの場合、次を計算します-
輸送係数
書き換えられたトランスポート係数は次のように与えられます-
値を代入すると、次のようになります
現在のゲイン
現在のゲインは
値を代入すると、次のようになります
コレクタ電流
ベース電流
パワーエレクトロニクス-パルスコンバーター
位相制御コンバーター
位相制御コンバーターは、ACエネルギーをDCエネルギーに変換します（ライン整流）。 つまり、固定周波数および固定電圧のAC電力を可変のDC電圧出力に変換する際に使用されます。 次のように表現されます
- 固定入力-電圧、周波数、AC電源
- 可変出力-DC電圧出力
コンバータに入力されるAC入力電圧は、通常、固定RMS（二乗平均平方根）および固定周波数です。 コンバータに位相制御サイリスタを含めることにより、可変DC出力電圧が得られます。 これは、サイリスタがトリガーされる位相角を変更することで可能になります。 その結果、負荷電流の脈動波形が得られます。
入力電源の半サイクルの間、サイリスタは順方向バイアスになり、十分なゲートパルス（トリガー）の印加によってオンに切り替わります。 サイリスタがオンに切り替わると、つまり、ωt=α点からωt=β点で電流が流れ始めます。 負荷電流がゼロに低下した瞬間、サイリスタはライン（自然）転流の結果としてオフになります。
自然転流を利用する多くの電力変換器があります。 これらには-
- AC-DCコンバーター
- ACからACコンバーター
- AC電圧コントローラー
- サイクロコンバーター
上記の電力変換器については、このチュートリアルの次の章で説明します。
2-パルスコンバーター
レベル2パルス幅変調（PWM）ジェネレーターとも呼ばれる2相パルスコンバーターは、キャリアベースのパルス幅変調コンバーター用のパルスを生成するために使用されます。 これは、レベル2のトポロジーを利用することにより行われます。 このブロックは、3種類のコンバータに存在するIGBTやFETなどの制御目的でスイッチングデバイスを制御します-
- 1アーム（単相ハーフブリッジ）
- 2アーム（単相フルブリッジ）
- 3アーム（三相ブリッジ）
2パルスコンバーターの基準入力信号は、搬送波と比較されます。 基準入力信号が搬送波よりも大きい場合、パルスは上位デバイスでは1、下位デバイスでは0になります。
単相フルブリッジ（2アーム）でデバイスを制御するには、ユニポーラまたはバイポーラのパルス幅変調を適用する必要があります。 ユニポーラ変調では、2つのアームのそれぞれが独立して制御されます。 2番目の基準入力信号は、初期基準点を180°シフトすることで内部的に生成されます
バイポーラPWMが適用される場合、2番目の単相フルブリッジの下部スイッチングデバイスの状態は、1番目の単相フルブリッジデバイスの上部スイッチに似ています。 ユニポーラ変調を使用すると、滑らかなAC波形が得られますが、バイポーラ変調では電圧変動が少なくなります。
3パルスコンバータ
3相3パルスコンバータを考えてみましょう。各サイリスタは、電源サイクルの3番目の期間中に導通モードになります。 サイリスタが伝導を開始する最も早い時間は、相電圧を基準にして30°です。
その動作は、3つのサイリスタと3つのダイオードを使用して説明されています。 サイリスタT1、T2、およびT3がダイオードD1、D2、およびD3に置き換えられると、相電圧u〜[.small]＃an＃〜、u〜[.small] #bnに対して30°の角度で導通が開始されます＃〜およびu〜[.small]＃cn＃〜 したがって、点弧角αは、それに対応する相電圧を基準にして最初に30°で測定されます。
電流はサイリスタを一方向にのみ流れることができます。これは、DC側からAC側に電力が流れるインバータモードの機能に似ています。 さらに、サイリスタの電圧は、点弧角を制御することにより制御されます。 これは、α= 0（整流器で可能）のときに達成されます。 したがって、3パルスコンバータは、インバータおよび整流器として機能します。
6パルスコンバーター
以下の図は、3相ソースに接続された6パルスブリッジ制御コンバーターを示しています。 このコンバーターでは、パルス数は位相の2倍、つまり p = 2m です。 同じコンバータ構成を使用すると、6パルスの2つのブリッジを組み合わせて、12以上のパルスコンバータを得ることができます。
整流が利用できない場合、特定の時間に2つのダイオードが導通します。 さらに、負荷全体で電圧降下を得るには、ブリッジの反対側の脚に2つのダイオードを配置する必要があります。 たとえば、ダイオード3と6を同時にオンにすることはできません。 したがって、DC負荷での電圧降下は、三相電源からのライン電圧VLの組み合わせです。
パルス数が多いほど、コンバータの利用率が高くなることに注意することが重要です。 さらに、パルス数が少ないほど、コンバーターの使用率は低くなります。
ソースインダクタンスの影響
通常、ほとんどのコンバータの分析は、理想的な条件下（ソースインピーダンスなし）で単純化されます。 ただし、ソースインピーダンスは通常、無視できる抵抗要素で誘導性であるため、この仮定は正当化されません。
発生源のインダクタンスは、コンバータの出力電圧を変化させるため、コンバータの性能に大きな影響を及ぼします。 その結果、負荷電流が減少すると出力電圧が低下します。 さらに、入力電流と出力電圧の波形は大きく変化します。
コンバータに対するソースインダクタンスの影響は、次の2つの方法で分析されます。
単相への影響
コンバータが導通モードで動作し、負荷電流からのリップルが無視できると仮定すると、開回路電圧は点弧角αで平均DC出力に等しくなります。次の図は、ソースが単相の完全制御コンバータを示しています。 サイリスタT〜[.small]＃3＃〜およびT〜[.small]＃4＃〜は、t = 0のときに伝導モードにあると想定されます。 一方、T〜[.small]＃1＃〜およびT〜[.small]＃2＃〜は、ωt=αのときに起動します
どこ-
- V〜[.small]＃i＃〜=入力電圧
- I〜[.small]＃i＃〜=入力電流
- V〜[.small]＃o＃〜=出力電圧
- I〜[.small]＃o＃〜=出力電圧
ソースインダクタンスがない場合、T〜[.small]＃3＃〜およびT〜[.small]＃4＃〜で転流が発生します。 サイリスタT〜[.small]＃1＃〜およびT〜[.small]＃2＃〜はすぐにオンになります。 これにより、入力極性が瞬時に変化します。 ソースインダクタンスが存在する場合、極性と転流の変化は瞬時には発生しません。 したがって、T〜[.small]＃3＃〜およびT〜[.small]＃4＃〜は、T〜[.small]＃1＃〜およびT〜[.small]＃2＃〜とすぐに交換されません。オンになります。
ある間隔で、4つすべてのサイリスタが導通します。 この導通間隔は、オーバーラップ間隔（μ）と呼ばれます。
整流中のオーバーラップにより、DC出力電圧と消弧角γが減少し、αが180°に近い場合に整流が失敗します。 これは、以下の波形で示されています。
三相への影響
単相コンバータと同様に、ソースインダクタンスの存在による瞬時の転流はありません。 ソースインダクタンスを考慮すると、コンバータのパフォーマンスへの影響（定性的）は、単相コンバータの場合と同じです。 これを下の図に示します。
パワーエレクトロニクス-性能パラメータ
トポロジーが単相または多相である可能性のあるさまざまなコンバーターのパフォーマンスパラメーターを決定することが重要です。
仮定
- 使用するデバイスは理想的です。つまり、損失はありません。
- デバイスには抵抗負荷があります
負荷のDC電圧
負荷のRMS電圧
フォームファクタ
リップル係数
効率（整流係数）
上記は次のように定義されています-
$ P _ \ {DC} = V _ \ {DC} \ times I _ \ {DC} $
$ P _ \ {L} = V _ \ {L} \ times I _ \ {L} $
$ P _ \ {D} = R _ \ {D} \ times I _ \ {L} ^ \ {2} $（$ P _ \ {D} $は整流器の損失、$ R _ \ {D} $は抵抗）
しかし、$ R _ \ {D} = 0 $
したがって、
トランス使用率
VA〜[.small]＃p＃〜およびVA〜[.small]＃s＃〜は、変圧器の一次および二次電力定格です。
コンバータの無効電力制御
高電圧直流（HVDC）コンバーターでは、ステーションはライン整流されます。 これは、バルブの初期電流は、AC形式のコンバーターバス電圧のゼロ値を基準にしてのみ遅延できることを意味します。 したがって、電圧をより適切に制御するために、コンバータバスは無効電源に接続されます。
無効電力源は、静的システムのコンデンサを変化させるために使用されます。 無効電力システムの応答は、動的条件での電圧制御によって決まります。
不安定なACシステムを操作する場合、不安定な電圧および過電圧サージのために問題が発生する傾向があります。 点火角の制御を簡素化するには、無効電力源のより良い調整が必要です。 その結果、無効電力コンバータのこの機能は、HVDCを使用する最新のコンバータにますます適用されています。
定常状態での無効電力制御
有効電力の関数として無効電力を表す方程式は、単位量の観点から与えられます。
ベースコンバーターの電圧は
ここで、* V〜[.small]＃L＃〜* =線間電圧（巻線側）
ベースDC電流（I〜[.small]＃db＃〜） =定格DC電流*（I〜[.small]＃dr＃〜）*
ベースDC電力（P〜[.small]＃dc＃〜） = n〜[.small]＃b＃〜×V〜[.small]＃db＃〜×I〜[.small]＃db＃〜、ここで、* n〜[.small]＃b＃〜* =直列のブリッジの数
- BaseBase AC電圧（V〜[.small]＃b＃〜） = （V〜[.small]＃a＃〜）*
ベースAC電力 =ベースDC電力
パワーエレクトロニクス-デュアルコンバーター
デュアルコンバーターは、主に可変速度ドライブ（VFD）にあります。 デュアルコンバーターでは、2つのコンバーターが連続してリンクされます。 デュアルコンバーターの動作は、以下の図を使用して説明されています。 それが想定されています-
- デュアルコンバーターは、その端子で理想的なものです（純粋なDC出力を提供します）。
- 各2象限コンバータは、ダイオードと直列の制御されたDC電源です。
- ダイオードD1およびD2は、電流の単方向の流れを示します。
循環電流なしで動作するデュアルコンバーターを考慮すると、制御された点弧パルスによってAC電流が流れるのが禁止されます。 これにより、他のコンバータがブロックされている間、負荷電流を運ぶコンバータが確実に導通します。 これは、コンバーター間のリアクターが必要ないことを意味します。
充電器
充電器としても知られるバッテリー充電器は、電流を利用して二次電池にエネルギーを蓄積します。 充電プロセスは、バッテリーの種類とサイズによって決まります。 バッテリーの種類によって、過充電に対する許容レベルが異なります。 再充電プロセスは、定電圧または定電流源に接続することで実現できます。
充電率（C）
充電率は、バッテリーの充電または放電の率として定義され、1時間でのバッテリー容量に等しくなります。
バッテリー充電器は、充電率Cで指定されます。 たとえば、定格がC/10のバッテリー充電器は10時間で充電容量を提供し、定格3Cのバッテリー充電器は20分でバッテリーを充電します。
バッテリー充電器の種類
バッテリー充電器には多くの種類があります。 このチュートリアルでは、5つの主要なタイプを検討します。
- シンプルな充電器-充電中のバッテリーに一定のDC電源を供給することで動作します。
- 高速充電器-制御回路を使用してバッテリーを急速に充電し、その過程でバッテリーセルの損傷を防ぎます。
- 誘導充電器-電磁誘導を使用してバッテリーを充電します。
- インテリジェント充電器-*スマート充電器と通信するチップを含むバッテリーの充電に使用されます。
- モーション駆動充電器-人間の動きを利用してバッテリーを充電します。 2つのバネの間に置かれた磁石は、人間の動きによって上下に移動し、バッテリーを充電します。
位相制御コンバーターの解決例
個別に励起されるDCモーターには、220V、100A、および1450 rpmのパラメーターがあります。 その電機子の抵抗は0.1Ωです。 さらに、50 Hzの周波数と0.5Ωの誘導リアクタンスを持つ3相AC電源に接続された3相完全制御コンバータから供給されます。および50Hz。 α= 0では、モーターの動作は定格トルクと速度で行われます。 定格速度で逆方向を使用してモーターブレーキが回生的に発生すると仮定します。 整流が影響を受けない最大電流を計算します。
ソリューション-
私達はことを知っています、
値を代入すると、
$ 220 = 3 \ sqrt \ {\ frac \ {2} \ {\ pi}} \ times V _ \ {L}-\ frac \ {3} \ {\ pi} \ times 0.5 \ times 100 $
したがって、
$ V _ \ {L} = 198V $
定格速度の電圧= $ 220- \ left（100 \ times 0.1 \ right）= 210V $
定格速度で、逆方向の回生ブレーキ、
$ = 3 \ sqrt \ {\ frac \ {2} \ {\ pi}} \ times 198 \ cos \ alpha-\ left（\ frac \ {3} \ {\ pi} \ times 0.5 + 0.1 \ right）\回I _ \ {db} =-210V $
しかし、$ \ cos \ alpha-\ cos \ left（\ mu + \ alpha \ right）= \ frac \ {\ sqrt \ {2}} \ {198} \ times 0.5I _ \ {db} $
転流が失敗するためには、次の制限条件が満たされる必要があります。
$ \ mu + \ alpha \ approx 180 ^ \ {\ circ} $
したがって、$ \ quad \ cos \ alpha = \ frac \ {I _ \ {db}} \ {198 \ sqrt \ {2}}-1 $
また、
$ \ frac \ {3} \ {\ pi} I _ \ {db}-\ frac \ {3 \ sqrt \ {2}} \ {\ pi} \ times 198- \ left（\ frac \ {3} \ { \ pi} \ times 0.5 + 0.1 \ right）I _ \ {db} =-210 $
これにより、$ \ quad 0.3771I _ \ {db} = 57.4 $が得られます
したがって、$ \ quad I _ \ {db} = 152.2A $
パワーエレクトロニクス-チョッパー
チョッパーは高速を使用して、ソース負荷の接続と切断を行います。 電源スイッチのON/OFFを連続的にトリガーすることにより、固定DC電圧が断続的にソース負荷に印加されます。 電源スイッチがオンまたはオフのままである期間は、それぞれチョッパーのオンおよびオフ状態時間と呼ばれます。
チョッパーは主に電気自動車、風力と太陽エネルギーの変換、およびDCモーターレギュレーターに適用されます。
チョッパーのシンボル
チョッパーの分類
電圧出力に応じて、チョッパーは次のように分類されます-
- ステップアップチョッパー（ブーストコンバーター）
- ステップダウンチョッパー（バックコンバーター）
- ステップアップ/ダウンチョッパー（バックブーストコンバーター）
ステップアップチョッパー
昇圧チョッパーの平均電圧出力（V〜[.small]＃o＃〜）は、電圧入力（V〜[.small]＃s＃〜）よりも大きくなっています。 次の図は、ステップアップチョッパーの構成を示しています。
電流および電圧波形
V〜[.small]＃0＃〜（平均電圧出力）は、以下の波形に示すように、チョッパーがオンになったときは正、チョッパーがオフになったときは負です。
どこで
T〜[.small]＃ON＃〜–チョッパーがオンのときの時間間隔
T〜[.small]＃OFF＃〜–チョッパーがオフのときの時間間隔
V〜[.small]＃L＃〜–負荷電圧
V〜[.small]＃s＃〜–ソース電圧
T –チョッピング時間= T〜[.small]＃ON＃〜＆plus; T〜[.small]＃OFF＃〜
V〜[.small]＃o＃〜は次のように与えられます-
チョッパー（CH）がオンになると、負荷が短絡されるため、* T〜[.small]＃ON＃〜*の期間の電圧出力はゼロになります。 さらに、この間にインダクタが充電されます。 これにより、V〜[.small]＃S＃〜= V〜[.small]＃L＃〜が得られます。
$ L \ frac \ {di} \ {dt} = V _ \ {S}、$ $ \ frac \ {\ Delta i} \ {T _ \ {ON}} = \ frac \ {V _ \ {S}} \ { L} $
したがって、$ \ Delta i = \ frac \ {V _ \ {S}} \ {L} T _ \ {ON} $
Δi=はインダクタのピークツーピーク電流です。 チョッパー（CH）がオフの場合、放電はインダクターLを介して発生します。 したがって、V〜[.small]＃s＃〜とV〜[.small]＃L＃〜の合計は次のように与えられます-
$ V _ \ {0} = V _ \ {S} + V _ \ {L}、\ quad V _ \ {L} = V _ \ {0} -V _ \ {S} $
しかし、$ L \ frac \ {di} \ {dt} = V _ \ {0} -V _ \ {S} $
したがって、$ L \ frac \ {\ Delta i} \ {T _ \ {OFF}} = V _ \ {0} -V _ \ {S} $
これにより、$ \ Delta i = \ frac \ {V _ \ {0} -V _ \ {S}} \ {L} T _ \ {OFF} $
オン状態からΔiをオフ状態からΔiに等しくすると、
$ \ frac \ {V _ \ {S}} \ {L} T _ \ {ON} = \ frac \ {V _ \ {0} -V _ \ {S}} \ {L} T _ \ {OFF} $、$ V_ \ {S} \ left（T _ \ {ON} + T _ \ {OFF} \ right）= V _ \ {0} T _ \ {OFF} $
$ V _ \ {0} = \ frac \ {TV _ \ {S}} \ {T _ \ {OFF}} = \ frac \ {V _ \ {S}} \ {\ frac \ {\ left（T + T _ \ {オン} \ right）} \ {T}} $
これにより、平均電圧出力は次のようになります。
上記の式は、V〜o〜がV〜[.small]＃S＃〜から無限まで変化できることを示しています。 出力電圧は常に電圧入力よりも大きいことが証明されているため、電圧レベルを上げたり上げたりします。
降圧チョッパー
これは、降圧コンバーターとも呼ばれます。 このチョッパーでは、平均電圧出力V〜[.small]＃O＃〜は入力電圧V〜[.small]＃S＃〜よりも小さくなっています。 チョッパーがオンのとき、V〜[.small]＃O＃〜= V〜[.small]＃S＃〜、チョッパーがオフのとき、V〜[.small]＃O＃〜= 0
チョッパーがオンのとき-
$ V _ \ {S} = \ left（V _ \ {L} + V _ \ {0} \ right）、\ quad V _ \ {L} = V _ \ {S} -V _ \ {0}、\ quad L \ frac \ {di} \ {dt} = V _ \ {S} -V _ \ {0}、\ quad L \ frac \ {\ Delta i} \ {T _ \ {ON}} = V _ \ {s} + V _ \ { 0} $
したがって、ピークツーピーク電流負荷は、
$ \ Delta i = \ frac \ {V _ \ {s} -V _ \ {0}} \ {L} T _ \ {ON} $
回路図
*FD* はフリーホイールダイオードです。チョッパーがオフのとき、極性反転と放電がインダクタで発生します。 電流は、フリーホイールダイオードとインダクタを通って負荷に流れます。 これは与える、
-$ \ quad L \ frac \ {\ Delta i} \ {T _ \ {OFF}} = V _ \ {0} $に書き換えられました
式（i）と（ii）を等式化すると、
$ \ frac \ {V _ \ {S} -V _ \ {0}} \ {L} T _ \ {ON} = \ frac \ {V _ \ {0}} \ {L} T _ \ {OFF} $
$ \ frac \ {V _ \ {S} -V _ \ {0}} \ {V _ \ {0}} = \ frac \ {T _ \ {OFF}} \ {T _ \ {ON}} $
$ \ frac \ {V _ \ {S}} \ {V _ \ {0}} = \ frac \ {T _ \ {ON} -T _ \ {OFF}} \ {T _ \ {ON}} $
上記の式は以下を与えます。
式（i）は-
$ \ Delta i = \ frac \ {V _ \ {S} -DV _ \ {S}} \ {L} DT $、$ D = \ frac \ {T _ \ {ON}} \ {T} $から
$ = \ frac \ {V _ \ {S}-\ left（1-D \ right）D} \ {Lf} $
$ f = \ frac \ {1} \ {T} = $チョッピング頻度
電流および電圧波形
電流と電圧の波形を以下に示します-
降圧チョッパーの場合、電圧出力は常に電圧入力より小さくなります。 これは、以下の波形で示されています。
ステップアップ/ステップダウンチョッパー
これは、昇降圧コンバータとも呼ばれます。 電圧入力レベルを増減できます。 以下の図は、昇降圧チョッパーを示しています。
チョッパーがオンになると、インダクタLは電源電圧V〜[.small]＃s＃〜によって充電されます。 したがって、V〜[.small]＃s＃〜= V〜[.small]＃L＃〜。
なぜなら-
$ D = \ frac \ {T _ \ {ON}} \ {T} $および$ f = \ frac \ {1} \ {T} ……………… ………………………. \ left（iii \ right）$
チョッパーがオフに切り替えられると、インダクターの極性が反転し、これによりダイオードと負荷を介して放電します。
したがって、
$ L \ frac \ {\ Delta i} \ {T _ \ {OFF}} =-V _ \ {0} $、したがって$ \ Delta i =-\ frac \ {V _ \ {0}} \ {L} T_ \ {OFF} ………………………….. \ left（iv \ right）$
方程式（iii）と（iv）を評価すると、
$ \ frac \ {DV _ \ {S}} \ {Lf} =-\ frac \ {V _ \ {0}} \ {L} T _ \ {OFF} $、$ DV _ \ {S} =-DV _ \ {S } =-V _ \ {0} T _ \ {OFF} f $
$ DV _ \ {S} =-V _ \ {0} \ frac \ {T-T _ \ {ON}} \ {T} =-V _ \ {0} \ left（1- \ frac \ {T _ \ {ON} } \ {T} \ right）$、$ V _ \ {0} =-\ frac \ {DV _ \ {S}} \ {1-D} $
$ D = \ frac \ {T _ \ {ON}} \ {T} = \ frac \ {T-T _ \ {OFF}} \ {1-D} $
これは与える、
$ V _ \ {0} = \ frac \ {DV _ \ {S}} \ {1-D} $
Dは0〜1の範囲で変更できます。 とき、D = 0; V〜[.small]＃O＃〜= 0
D = 0.5の場合、V〜[.small]＃O＃〜= V〜[.small]＃S＃〜
場合、D = 1、V〜[.small]＃O＃〜=∞。
したがって、0≤D≤0.5の区間では、出力電圧は0≤V〜[.small]＃O＃〜<V〜[.small]＃S＃〜の範囲で変化し、降圧または降圧動作が行われます。 一方、0.5≤D≤1の区間では、出力電圧はV〜[.small]＃S＃〜≤V〜[.small]＃O＃〜≤∞の範囲で変化し、ステップアップまたはブースト操作が行われます。
パワーエレクトロニクス-制御方法
コンバータには、出力電圧を変化させるために使用される2つの基本的な制御方法があります。 これらは-
- 時間比率制御
- 電流制限制御
時間比率制御
時間比率制御では、$ \ frac \ {T _ \ {ON}} \ {T} $で与えられる定数kが変化します。 定数kはデューティ比と呼ばれます。 時間比率の制御は、2つの方法で実現できます-
一定周波数
この制御方法では、周波数（f = 1/T〜[.small]＃0N＃〜）は一定に保たれ、オン時間Tが変化します。 これは、パルス幅変調（PWM）と呼ばれます。
可変周波数
可変周波数技術では、オン時間Tを一定に保ちながら周波数（f = 1/T）を変化させます。 これは、周波数変調制御と呼ばれます。
電流制限制御
DC-DCコンバーターでは、電流値は連続電圧の最大レベルと最小レベルの間で変化します。 この手法では、チョッパー（DC/DCコンバーターのスイッチ）をオンにしてからオフにして、電流が上限と下限の間で一定に保たれるようにします。 電流が最大点を超えると、チョッパーはオフになります。
スイッチがオフ状態の間、電流はダイオードを介してフリーホイールし、指数関数的に低下します。 電流が最小レベルに達すると、チョッパーがオンになります。 この方法は、オン時間Tが一定の場合、または周波数（f = 1/T）の場合に使用できます。
パワーエレクトロニクス-共振スイッチング
共振スイッチコンバーターとは、インダクターとコンデンサー（L-C）ネットワークを持ち、電流と電圧の波形がスイッチングの各期間中に正弦波状に変化するコンバーターを指します。 さまざまな共振スイッチコンバータがあります-
- 共振DCからDCコンバーター
- DCからACインバーター
- 共振ACインバーターDCコンバーター
このチュートリアルでは、共振DC/DCコンバーターに焦点を当てます
共振DC/DCコンバーター
スイッチモード電源（SMPS）の概念を、DCからDCコンバータを使用して以下に説明します。 負荷には、電圧源V〜[.small]＃IN＃〜の主電源から得られる定電圧源（V〜[.small]＃OUT＃〜）が与えられます。 V〜[.small]＃OUT＃〜の値は、直列の抵抗（R〜[.small]＃S＃〜）またはシャントに接続された電流源（I〜[.small]＃S＃〜 ）。 可変の_I〜[.small]＃S＃〜_を介してV〜[.small]＃OUT＃〜を制御し、R〜[.small]＃S＃〜を一定に保つことにより、かなりの量の電力が失われます。コンバータ。
スイッチモード電源（SMPS）
SMPS（スイッチモード電源）は、電力を効率的な方法で変換する目的でスイッチングレギュレータを使用する電子デバイスを指します。 SMPSは主電源ラインから電力を取得し、それを負荷に転送します。 たとえば、電圧と電流の特性を確実に変換しながらコンピューターを変換します。
SMPSとリニア電源の違いは、前者は低消費電力の間はオンとオフの切り替えを維持し、高消費電力領域ではより短い時間を使用することです。 これにより、無駄になるエネルギーが少なくなります。 実際、SMPSは電力を消費しません。
SMPSのサイズは、同じサイズと形状の通常のリニア電源デバイスに比べて小さく、非常に軽いです。
下の図は、SMPSの回路図を示しています。 スイッチング周波数が変化すると、蓄積されたエネルギーが各サイクルで変化する可能性があるため、電圧出力が変化します。
以下の波形は、プッシュプルとも呼ばれるハーフブリッジコンバーター用です。 高電力を利用するアプリケーションで使用されます。 入力電圧は、波形に示されているように半分になります。
DCからDCへのコンバーターの解決例
昇圧チョッパーの入力電圧は150Vです。 必要な電圧出力は450Vです。 サイリスタの導通時間は150μ秒であると仮定します。 チョッピング周波数を計算します。
ソリューション-
チョッピング周波数（f）
$ f = \ frac \ {1} \ {T} $
ここで、 T –チョッピング期間= $ T _ \ {ON} + T _ \ {OFF} $
与えられた-$ V _ \ {S} = 150V $$ V _ \ {0} = 450V $ $ T _ \ {ON} = 150 \ mu sec $
$ V _ \ {0} = V _ \ {S \ left（\ frac \ {T} \ {T-T _ \ {ON}} \ right）} $
$ 450 = 150 \ frac \ {T} \ {T-150 ^ \ {-6}} $ $ T = 225 \ mu sec $
したがって、$ f = \ frac \ {1} \ {225 \ ast 10 ^ \ {-6}} = 4.44KHz $
パルス幅を半分にした後、動作が一定の周波数であるという条件での新しい電圧出力。
パルス幅を半分にすると-
したがって、周波数は一定です。
電圧出力は次のように与えられます-
パワーエレクトロニクス-インバーターの種類
インバーターは、必要な周波数および電圧出力でDC形式の電力をAC形式に変換するパワーエレクトロニクスデバイスを指します。
インバータは2つの主要なカテゴリに分類されます-
- 電圧ソースインバーター（VSI）-電圧ソースインバーターには、DC入力電圧が制限されているか、インバーター入力端子でゼロインピーダンスである堅いDCソース電圧があります。
- 電流源インバータ（CSI）-電流源インバータには、高インピーダンスのDC電源から可変電流が供給されます。 結果として生じる電流波は、負荷の影響を受けません。
単相インバータ
単相インバータには、フルブリッジインバータとハーフブリッジインバータの2種類があります。
ハーフブリッジインバーター
このタイプのインバータは、フルブリッジインバータの基本的な構成要素です。 これには2つのスイッチが含まれ、各コンデンサの電圧出力は$ \ frac \ {V _ \ {dc}} \ {2} $に等しくなります。 さらに、スイッチは相互に補完します。つまり、一方がオンになると、もう一方はオフになります。
フルブリッジインバーター
このインバータ回路は、DCをACに変換します。 これは、正しい順序でスイッチを開閉することでこれを実現します。 どのスイッチが閉じているかに基づいて4つの異なる動作状態があります。
三相インバーター
三相インバータは、DC入力を三相AC出力に変換します。 3相AC電源を生成するために、その3つのアームは通常120°の角度だけ遅れています。 インバータースイッチの比率はそれぞれ50％であり、時間TのT/6（角度間隔60°）ごとにスイッチングが行われます。 スイッチS1とS4、スイッチS2とS5、およびスイッチS3とS6は相互に補完します。
次の図は、3相インバータの回路を示しています。 それは、同じDC電源に配置された3つの単相インバーターに他なりません。 三相インバータの極電圧は、単相ハーフブリッジインバータの極電圧に等しくなります。
上記の2種類のインバータには、* 180°の伝導モード*と* 120°の伝導モード*の2つの伝導モードがあります。
180°モードの伝導
この導通モードでは、すべてのデバイスが180°の間導通状態になり、60°間隔でオンになります。 端子A、B、Cは、負荷の三相デルタまたはスター接続に接続されたブリッジの出力端子です。
バランススター接続負荷の動作を下の図で説明します。 期間0°-60°の間、ポイントS1、S5、およびS6は導通モードです。 負荷の端子AとCは、正の点で電源に接続されています。 端子Bは、その負の点でソースに接続されています。 さらに、抵抗R/2はニュートラルとプラス端の間にあり、抵抗Rはニュートラルとマイナス端子の間にあります。
| a |
負荷電圧は次のとおりです。 V〜[.small]＃AN＃〜= V/3、 V〜[.small]＃BN＃〜= −2V/3、 V〜[.small]＃CN＃〜= V/3 a |
180°モードの伝導の波形
120°の伝導モード
この伝導モードでは、各電子デバイスは120°の間伝導状態にあります。 負荷のデルタ接続に最適です。これは、そのフェーズ全体で6ステップタイプの波形が生成されるためです。 したがって、各デバイスは120°しか導通しないため、どの時点でも2つのデバイスのみが導通しています。
負荷の端子Aは正の端に接続され、端子Bは電源の負の端に接続されます。 負荷の端子Cは、フローティング状態と呼ばれる状態です。 さらに、以下に示すように、相電圧は負荷電圧に等しくなります。
相電圧=線間電圧
V〜AB〜= V
V〜BC〜= −V/2
V〜CA〜= −V/2
120°モードの伝導の波形
パワーエレクトロニクス-パルス幅変調
PWMは、負荷電流の全体的な高調波歪み（THD）を低減するために使用される手法です。 それは、パルス幅が変調された後、可変平均波形値f（t）をもたらす矩形/正方形形式のパルス波を使用します。 変調の期間はTで与えられます。 したがって、波形の平均値は
正弦波パルス幅変調
単純な電源電圧インバータでは、必要に応じてスイッチをオンおよびオフにできます。 各サイクル中に、スイッチは一度オンまたはオフになります。 これにより、方形波が生成されます。 ただし、スイッチを何度もオンにすると、波形が改善された高調波プロファイルが得られます。
正弦波PWM波形は、目的の変調波形を高周波の三角波形と比較することにより得られます。 信号の電圧がキャリア波形の電圧よりも小さいか大きいかに関係なく、DCバスの出力電圧は負または正のいずれかになります。
正弦波の振幅はA〜[.small]＃m＃〜として与えられ、キャリアの三角形の振幅はA〜[.small]＃c＃〜として与えられます。 正弦波PWMの場合、変調指数mはA〜[.small]＃m＃〜/A〜[.small]＃c＃〜で与えられます。
修正正弦波PWM
修正された正弦波PWM波形は、電力制御と力率の最適化に使用されます。 主な概念は、PWMコンバーターを変更して、グリッドで遅延した電流を電圧グリッドにシフトすることです。 その結果、力率の最適化だけでなく、電力の効率も改善されます。
マルチPWM
マルチPWMには、値が同じではない多数の出力がありますが、それらが生成される期間はすべての出力で一定です。 PWMを備えたインバータは、高電圧出力で動作できます。
以下の波形は、複数のPWMによって生成される正弦波です
電圧および高調波制御
周波数が60Hzの基本電力の倍数積分である周波数を持つ周期的な波形は、高調波として知られています。 一方、全高調波歪み（THD）は、すべての高調波電流周波数の合計寄与を指します。
高調波は、特定の回路で使用される整流器の数を表すパルスによって特徴付けられます。 次のように計算されます-
ここで、 n −は整数1、2、3、4….nです。
*P* -整流器の数それは以下の表にまとめられています-
| Harmonic | Frequency |
| 1st | 60 Hz |
| 2nd | 120 Hz |
| 3rd | 180Hz |
| 4th | 240Hz |
|
5th . . 49th a |
300Hz . . 2940Hz |
高調波は電圧と電流の出力に影響を与え、絶縁トランス、ラインリアクトル、電力システムの再設計、高調波フィルターを使用して低減できます。
シリーズ共振インバータ
共振インバータは、その動作が共振電流の発振に基づいている電気インバータです。 ここで、スイッチングデバイスと共振部品は互いに直列に接続されています。 回路の自然な特徴の結果として、スイッチングデバイスを通過する電流はゼロまで低下します。
このタイプのインバータは、20kHz〜100kHzの範囲の非常に高い周波数で正弦波を生成します。 したがって、誘導加熱や蛍光灯などの固定出力を必要とするアプリケーションに最適です。 スイッチング周波数が高いため、通常サイズは小さくなります。
共振インバーターには多数の構成があるため、2つのグループに分類されます-
- 単方向スイッチを備えたもの
- 双方向スイッチを備えたもの
パワーエレクトロニクス-インバーターの解決例
単相ハーフブリッジインバーターの抵抗は2.5Ω、入力DC電圧は50 Vです。 以下を計算します-
ソリューション-
a. 基本周波数で発生するRMS電圧
$ E _ \ {1RMS} = 0.9 \ times 50V = 45V $
b. パワー出力
RMS出力電圧$ E _ \ {ORMS} = E = 50V $
出力電力$ = E ^ \ {2}/R = \ left（50 \ right）^ \ {2}/2.5=1000W$
c. ピーク電流と平均電流
ピーク電流$ I _ \ {p} = E _ \ {0}/R=50/2.5=20A$
平均電流$ = I _ \ {p}/2 = 20/2 = 10A $
d. 高調波RMS電圧
$ E _ \ {n} = \ left \\ {\ left（E _ \ {ORMS} \ right）^ \ {2}-\ left（E _ \ {1RMS} \ right）^ \ {2} \ right \} ^ \ {0.5} = \ left [50 ^ \ {2} -45 ^ \ {2} \ right] ^ \ {0.5} = 21.8V $
e. 全高調波歪み
$ E _ \ {n}/E _ \ {1RMS} = 21.8/45 = 0.48 \ times 100 \％= 48 \％$
単相AC電圧コントローラー
単相ACコントローラー（電圧コントローラー）は、負荷回路に印加された後の交流電圧の値を変更するために使用されます。 サイリスタも負荷とAC電圧の一定のソースの間に配置されます。
二乗平均平方根交流電圧は、サイリスタのトリガー角度を変更することにより調整されます。 位相制御の場合、サイリスタはスイッチとして使用され、各入力サイクル中にAC入力電源から負荷回路への接続を確立します。 すべての正の入力電圧に対して、チョッピングが発生し、電圧が低下します。
抵抗負荷のある回路図
サイクルの半分の間、サイリスタスイッチがオンになり、負荷に電圧入力が現れるようになります。 これに続いて、負荷を電源電圧から切断するために、最後の半サイクル中にオフ状態が続きます。
トリガー角度αが制御されると、負荷の電圧のRMS値も制御されます。 したがって、トリガー角αは、サイリスタがオンになる*ωt*の値として定義されます。
ACコンバーターの多段シーケンス制御
2つ以上のシーケンス制御ステージを接続すると、力率が改善され、THD（全高調波歪み）がさらに低減されます。 n段のシーケンス制御コンバーターは、変圧器の2次側にn個の巻線があり、各定格e〜[.small]＃s＃〜/n（電源電圧）があります。
2つのACコンバーターが互いに平行に配置されると、ゼロシーケンスの方法が作成されます。 2つのコンバータのわずかな違いにより、循環電流に大きなゼロシーケンスが生じます。 以下の図は、コンバータの並列システムを示しています。 電流の方向は、電圧システムの方向に対して反時計回りです。
パワーエレクトロニクス-サイクロコンバーター
サイクロコンバータとは、AC電力をある周波数から別の周波数のAC電力に変更できる周波数変換器のことです。 このプロセスは、AC-AC変換として知られています。 主に電気牽引、可変速ACモーター、誘導加熱で使用されます。
サイクロコンバータは、1段で周波数変換を実現し、電圧と周波数を制御可能にします。 また、自然転流を利用するため、転流回路を使用する必要はありません。 サイクロコンバーター内の電力伝達は、2方向（双方向）で発生します。
サイクロコンバータの主な問題は、サイクロコンバータが小さな電流で動作している場合、点弧遅延によって非効率が生じることです。 さらに、半分の周波数入力値に等しくない周波数でのみ操作がスムーズになります。 これは、サイクロコンバーターが位相制御されるAC-ACコンバーターであるためです。 したがって、必要なAC出力電圧を提供するために、ライン（自然）転流を適用して電圧入力セグメントを選択する必要があります。 これは、出力周波数が周波数入力よりも低い理由を説明しています。
サイクロコンバータの高調波は、主に制御方法、オーバーラップ効果、特定のサイクルのパルス数、動作モード、伝導モードの影響を受けます。
サイクロコンバーターには2つのタイプがあります-
- ステップアップサイクロコンバーター-これらのタイプは自然転流を使用し、入力よりも高い周波数で出力を提供します。
- 降圧サイクロコンバーター-このタイプは強制転流を使用し、入力よりも低い周波数の出力を生成します。
サイクロコンバータはさらに3つのカテゴリに分類されます-
- 単相から単相-このタイプのサイクロコンバーターには、2つの全波コンバーターが連続して接続されています。 一方のコンバータが動作している場合、もう一方のコンバータが無効になっている場合、電流は流れません。
- 三相から単相-このサイクロコンバータは、整流モードである（＆plus; V、＆plus; I）と（-V、-I）および（＆plus; V、-I）と（ -V、＆plus; I）は反転モードです。
- 三相から三相-このタイプのサイクロコンバータは、主に三相誘導および同期機で動作するAC機械システムで使用されます。
パワーエレクトロニクス-統合サイクル制御
インテグラルサイクルコントローラーは、損失なしに直接切り替えを実行できるコンバーターです。 このプロセスは、ACからDC、次にDCからACの中間プロセスを実行することなく、ACをACに直接変換します。
基本的な積分制御サイクルは本質的に正弦波です。 これは、AC入力から高周波の半サイクルを組み合わせて除去することにより動作します。 通常、コントローラは、フルまたはハーフサイクルのみが使用されるため、電圧入力がゼロのハーフサイクル中にオンまたはオフになります。 したがって、積分サイクル回路は、共振回路を必要とせずにゼロ電圧でスイッチングを実現します。
次の図は、単純な積分サイクルコントローラーを示しています。 負荷と電源スイッチが含まれており、直接変換を実行します。 この図は、3から1へのソース周波数の変換を示しています。
力率制御
力率制御は、力率の補正とも呼ばれ、無効電力の量を減らすプロセスです。 この場合に使用されるパワーエレクトロニクスデバイスは、力率コントローラー（PFC）と呼ばれます。 電力の三角形（無効電力、真の電力、皮相電力で構成される）から、無効電力は真の電力に対して直角（90°）にあり、磁場を励起するために使用されます。 電子機器では無効電力は実質的な価値はありませんが、電気代は実際の無効電力コストで構成されています。 これにより、電子デバイスに力率コントローラーが必要になります。
力率（k）は、無効電力（kVAr）に対する有効電力（kW）の比率として定義されます。 値の範囲は0〜1です。 デバイスの力率が0.8以上の場合、電力を効率的に使用していると言われます。 PFCを組み込むと、力率が0.95から0.99の範囲になります。 力率コントローラーは、主に産業用機器に搭載されており、蛍光灯や電動モーターによって生成される無効電力を最小限に抑えています。
高調波歪みを発生させずに力率を改善するには、従来のコンデンサを使用しないでください。 代わりに、高調波抑制用のフィルター（コンデンサーとリアクターの組み合わせ）が使用されます。 次の図は、高調波フィルターを示しています。
上記のタイプの高調波フィルターは、単一調整フィルターと呼ばれます。 このフィルターの品質係数Qは、Q（チューニング周波数）でのリアクタンス（X〜[.small]＃L＃〜）の品質係数として定義されます。Qは（nX〜[.small]＃L＃〜/R）。
パワーエレクトロニクス-マトリックスコンバーター
マトリックスコンバーターは、単一の変換ステージを持つコンバーターとして定義されます。 双方向制御スイッチを使用して、ACからACへの電力の自動変換を実現します。 PWM電圧整流器（両面）の代替品を提供します。
マトリックスコンバーターは、入力および出力のスイッチング周波数を示す正弦波形で特徴付けられます。 双方向スイッチにより、制御可能な力率入力が可能になります。 さらに、DCリンクがないため、コンパクトな設計になります。 マトリックスコンバーターの欠点は、完全に制御され、高周波で動作できる双方向スイッチがないことです。 入力電圧に対して出力される電圧比は制限されています。
マトリックスコンバータ制御の3つの方法があります-
- 空間ベクトル変調
- パルス幅変調
- ベンチュリ-関数伝達の分析
マトリックスコンバーター回路
以下の図は、単相マトリックスコンバータを示しています。
これには4つの双方向スイッチが含まれており、各スイッチは順方向ブロッキングと逆方向電圧の両方で導通する能力を備えています。
空間ベクトル変調（SVM）
SVMは、PWMの制御に使用されるアルゴリズムの方法を指します。 ACモーターをさまざまな速度で駆動するAC波形を作成します。 DC電源を備えた3相インバーターの場合、出力の3つの主脚は3相モーターに接続されます。
スイッチは、同じレッグの2つのスイッチが同時にオンにならないように制御されています。 同時にオン状態になると、DC電源が短絡する可能性があります。 これは、2つがゼロで、6つが切り替えのためのアクティブなベクトルである8つの切り替えベクトルにつながります。
ACからDCへのコンバーターの解決例
単相AC電圧コンバータには次の詳細があります-
オン時間= 6分、オフ時間= 4分、周波数= 50Hz、および
電圧源V〜[.small]＃o＃〜= 110V
以下を計算します。
トリガー角α
ソリューション-
$ T = 2 \ times \ left（T _ \ {ON} + T _ \ {OFF} \ right）$ただし$ f = 50Hz、$ $ T = 2 \ times \ left（6 + 4 \ right）= 20mins $
$ 360 ^ \ {\ circ} = 20min、$ $ 1min = 18 ^ \ {\ circ} $
したがって、$ T _ \ {OFF} = 4min $
その後、
電圧出力
ソリューション-
