マイクロ波工学-はじめに

電磁スペクトルは、電磁放射の全範囲で構成されています。放射線は、伝播するときに伝播および拡散するエネルギーです。電磁スペクトルを作成する電磁放射の種類は、次のスクリーンショットに示されています。

電磁スペクトル

次に、マイクロ波の特性を見てみましょう。

マイクロ波の特性

マイクロ波の主な特性は次のとおりです。

マイクロ波は、より短い波長の電磁エネルギーを放射する波です。
マイクロ波は電離層によって反射されません。
マイクロ波は直線で伝わり、伝導面で反射されます。
マイクロ波は短い距離内で簡単に減衰します。
マイクロ波電流は、ケーブルの薄い層を流れることができます。

マイクロ波の利点

次のようなマイクロ波の多くの利点があります-

より広い帯域幅をサポートするため、より多くの情報が送信されます。このため、マイクロ波はポイントツーポイント通信に使用されます。
より多くのアンテナゲインが可能です。
帯域幅が大きいほど、高いデータレートが送信されます。
周波数が高くなると、アンテナサイズが小さくなります。
信号の周波数が高いため、低消費電力。
見通し伝搬を使用することにより、フェージングの影響が軽減されます。
レーダーシステムに有効な反射領域を提供します。
大容量の衛星および地上通信が可能です。
低コストの小型マイクロ波コンポーネントを開発できます。
使用可能なすべての動作周波数範囲で、さまざまなアプリケーションでの効果的なスペクトルの使用。

マイクロ波の欠点

次のようなマイクロ波のいくつかの欠点があります-

機器のコストまたは設置コストが高い。
それらは重く、より多くのスペースを占有します。
電磁干渉が発生する場合があります。
温度による誘電特性の変動が発生する場合があります。
電力の固有の非効率。

マイクロ波の応用

マイクロ波には、他の放射線では不可能なさまざまな用途があります。彼らは-

無線通信

長距離電話の場合
ブルートゥース
WIMAX操作
屋外放送伝送
放送補助サービス
リモートピックアップユニット
スタジオ/送信機リンク
直接放送衛星（DBS）
パーソナル通信システム（PCS）
ワイヤレスローカルエリアネットワーク（WLAN）
セルラービデオ（CV）システム
自動車衝突回避システム

エレクトロニクス

ジッタのない高速スイッチ
位相シフター
{ブランク}
HF生成
チューニング要素
ECM/ECCM（電子対策）システム
スペクトラム拡散システム

商用利用

防犯アラーム
ガレージドアオープナー
警察の速度検出器
非接触法による識別
携帯電話、ポケットベル、無線LAN
衛星テレビ、XMラジオ
モーション検知器
リモートセンシング

軍事およびレーダー

ターゲットの範囲と速度を検出するレーダー。
SONARアプリケーション
航空管制
天気予報
船の航海
掃海アプリケーション
制限速度の施行
軍隊は、通信および上記の用途にマイクロ波周波数を使用しています。

研究アプリケーション

原子共鳴
核共鳴

電波天文学

宇宙マイクロ波背景放射をマーク
宇宙の強力な波の検出
宇宙と地球の大気中の多くの放射線の検出

食品業界

再加熱と調理に使用される電子レンジ
食品加工アプリケーション
予熱用途
事前調理
焙煎食品の穀物/豆
ポテトチップスの乾燥
水分レベリング
水分子を吸収する

産業用途

加硫ゴム
分析化学アプリケーション
乾燥および反応プロセス
セラミックスの加工
ポリマーマトリックス
表面改質
化学蒸気処理
粉体処理
医薬品の殺菌
化学合成
廃棄物の修復
動力伝達
トンネルボーリング
砕石/コンクリート
炭層の分割
セメントの硬化
RF照明
核融合炉
アクティブ拒否システム

半導体加工技術

反応性イオンエッチング
化学蒸着

分光法

電子常磁性共鳴（EPRまたはESR）分光法
化学物質の不対電子について知るため
材料中のフリーラジカルを知るために
電子化学

医療用途

ハートビートの監視
肺水検出
腫瘍検出
局所温熱療法
治療用途
局所加熱
血管形成術
マイクロ波トモグラフィー
マイクロ波音響イメージング

波が伝播するためには、媒体が必要です。さまざまなタイプの伝送ラインは、マイクロ波の伝搬に使用されます。次の章でそれらについて学びましょう。

マイクロ波工学-送電線

伝送線*は、ある地点から別の地点にエネルギーを伝送するコネクタです。送電線理論の研究は、電力と機器の効果的な使用に役立ちます。

基本的に4種類の伝送線があります-

2線式パラレル伝送ライン
同軸線
ストリップ型基板伝送線路
導波管

送信中または受信中に、電力を無駄にすることなく、エネルギー伝達を効率的に行う必要があります。これを達成するために、考慮しなければならない特定の重要なパラメーターがあります。

送電線の主なパラメーター

伝送ラインの重要なパラメータは、抵抗、インダクタンス、キャパシタンス、コンダクタンスです。

抵抗とインダクタンスを合わせて伝送ライン*インピーダンス*と呼びます。

キャパシタンスとコンダクタンスを合わせて*アドミタンス*と呼びます。

抵抗

伝送ラインを構成する材料が提供する抵抗は、特に短いラインの場合、かなりの量になります。ライン電流が増加すると、オーム損失$ \ left（I ^ \ {2} R \：loss \ right）$も増加します。

長さ "$ l $" および断面積 " a $" の導体の抵抗 $ R $ は、次のように表されます。

R = \ rho \ frac \ {l} \ {a}

どこで

$ \ rho $ =導体材料の抵抗率は一定です。

温度と電流の周波数は、ラインの抵抗に影響を与える主な要因です。導体の抵抗は、温度の変化に比例して変化します。一方、電流の周波数が増加すると、導体の表面に向かう電流密度も増加します。そうでなければ、導体の中心に向かう電流密度が増加します。

これは、電流が導体の表面に向かって流れるほど、中心への流れが少なくなることを意味します。これは、*スキン効果*として知られています。

インダクタンス

AC送電線では、電流は正弦波状に流れます。この電流は電場に垂直な磁場を誘導し、これも正弦波的に変化します。これはファラデーの法則としてよく知られています。次の図にフィールドを示します。

インダクタンス

この変化する磁場は、導体にいくらかのEMFを誘導します。現在、この誘導電圧またはEMFは、最初に流れる電流と反対の方向に流れます。反対方向に流れるこのEMFは、*インダクタンス*と呼ばれるパラメータによって同等に示されます。これは、電流のシフトに対抗するプロパティです。

「 L 」で示されます。測定単位は「* Henry（H）*」です。

コンダクタンス

伝送線とグランドの間、および相導体の間にも漏れ電流があります。この少量の漏れ電流は、一般に絶縁体の表面を流れます。この漏れ電流の逆は*コンダクタンス*と呼ばれます。「 G 」で示されます。

ライン電流の流れはインダクタンスに関連付けられ、2点間の電圧差は容量に関連付けられます。インダクタンスは磁場に関連し、静電容量は電界に関連しています。

キャパシタンス

相導体*間の電圧差により、導体間に電界が発生します。 2つの導体は平行平板のようであり、それらの間の空気は誘電体になります。このパターンにより、導体間の容量効果が生じます。

特性インピーダンス

一様な無損失伝送ラインを考慮すると、一方向に進行する波について、そのラインに沿った反射のない電圧と電流の振幅の比は、*特性インピーダンス*と呼ばれます。

$ Z_0 $で示されます

Z_0 = \ sqrt \ {\ frac \ {電圧\：\：波\：\：値} \ {現在の\：\：波\：\：値}}

Z_0 = \ sqrt \ {\ frac \ {R + jwL} \ {G + jwC}}

ロスレス回線の場合、$ R_0 = \ sqrt \ {\ frac \ {L} \ {C}} $

ここで、$ L $と$ C $は、単位長あたりのインダクタンスとキャパシタンスです。

インピーダンス整合

負荷への最大電力伝達を実現するには、インピーダンス整合を行う必要があります。このインピーダンス整合を実現するには、次の条件が満たされる必要があります。

負荷の抵抗は、ソースの抵抗と等しくなければなりません。

R_L = R_S

負荷のリアクタンスは、ソースのリアクタンスと同じである必要がありますが、符号は反対です。

X_L = -X_S

つまり、ソースが誘導性の場合、負荷は容量性である必要があり、逆も同様です。

反射係数

伝送ラインのインピーダンス不整合による反射エネルギーの量を表すパラメータは、*反射係数*と呼ばれます。 $ \ rho $ *（rho）*で示されます。

「負荷端子での入射電圧に対する反射電圧の比率」として定義できます。

\ rho = \ frac \ {reflected \：voltage} \ {incident \：voltage} = \ frac \ {V_r} \ {V_i} \：at \：ロード\：端末

デバイスと伝送ライン間のインピーダンスが互いに一致しない場合、エネルギーが反射されます。エネルギーが反射されるほど、$ \ rho $反射係数の値は大きくなります。

電圧定在波比（VSWR）

定在波は、入射波が反射されると形成されます。形成される定在波には、電圧が含まれます。定在波の大きさは、定在波比で測定できます。

定在波の最大電圧と最小電圧の比は、定在波比（VSWR）として定義できます。「$ S $」で示されます。

S = \ frac \ {\ left | V _ \ {max} \ right |} \ {\ left | V _ \ {min} \ right |} \ quad 1 \：\ leq S \ leq \ infty

VSWRは、入射波と反射波の位相の加算と減算により伝送ラインに存在する電圧定在波パターンを表します。

したがって、次のように書くこともできます。

S = \ frac \ {1 + \ rho} \ {1-\ rho}

インピーダンスの不整合が大きいほど、定在波の振幅は大きくなります。したがって、インピーダンスが完全に一致している場合、

V _ \ {max}：V _ \ {min} = 1：1

したがって、VSWRの値は1であり、これは伝送が完全であることを意味します。

送電線の効率

伝送ラインの効率は、入力電力に対する出力電力の比率として定義されます。

$ \％\：効率\：\：送信\：行\：\ eta = \ frac \ {電力\：配信\：\：受信} \ {電力\：送信\：\：から\：送信\：終了} \ times 100 $

電圧調整

電圧調整は、伝送ラインの送信端と受信端の間の電圧の大きさの変化として定義されます。

$ \％\：電圧\：規制= \ frac \ {送信\：終了\：電圧-\：受信\：終了\：電圧} \ {送信\：終了\：電圧} \ times 100 $

インピーダンスの不一致による損失

伝送線路は、整合した負荷で終端されていない場合、損失が発生します。これらの損失は、減衰損失、反射損失、伝送損失、リターン損失、挿入損失など、多くのタイプです。

減衰損失

伝送ラインでの信号の吸収により発生する損失は、減衰損失と呼ばれ、次のように表されます。

減衰\：損失（dB）= 10 \：log _ \ {10} \ left [\ frac \ {E_i-E_r} \ {E_t} \ right]

どこで

$ E_i $ =入力エネルギー
$ E_r $ =負荷から入力への反射エネルギー
$ E_t $ =負荷への伝送エネルギー

反射損失

伝送ラインのインピーダンス不整合による信号の反射により発生する損失は、反射損失と呼ばれ、次のように表されます。

反射\：損失（dB）= 10 \：log _ \ {10} \ left [\ frac \ {E_i} \ {E_i-E_r} \ right]

どこで

$ E_i $ =入力エネルギー
$ E_r $ =負荷からの反射エネルギー

伝送損失

伝送ラインを介した伝送中に発生する損失は伝送損失と呼ばれ、次のように表されます。

伝送\：損失（dB）= 10 \：log _ \ {10} \：\ frac \ {E_i} \ {E_t}

どこで

$ E_i $ =入力エネルギー
$ E_t $ =透過エネルギー

リターンロス

伝送線路によって反射される電力の測定値はリターンロスと呼ばれ、次のように表されます。

Return \：loss（dB）= 10 \：log _ \ {10} \：\ frac \ {E_i} \ {E_r}

どこで

$ E_i $ =入力エネルギー
$ E_r $ =反射エネルギー

挿入損失

伝送線路を使用しないエネルギー伝送と比較して、伝送線路を使用したエネルギー伝送により発生する損失は挿入損失と呼ばれ、次のように表されます。

挿入\：損失（dB）= 10 \：log _ \ {10} \：\ frac \ {E_1} \ {E_2}

どこで

$ E_1 $ =送電線なしで電源に直接接続されたときに負荷が受け取るエネルギー。
$ E_2 $ =送電線が負荷と電源の間に接続されているときに負荷が受け取るエネルギー。

スタブマッチング

負荷インピーダンスがソースインピーダンスと一致しない場合、「スタブマッチング」と呼ばれる方法を使用してマッチングを行うことがあります。

シャント内の*スタブ*と呼ばれる開回路または短絡回路のセクションを、1つまたは複数のポイントでメインラインと接続するプロセスは、*スタブマッチング*と呼ばれます。

より高いマイクロ波周波数では、基本的に2つのスタブマッチング技術が使用されます。

シングルスタブマッチング

シングルスタブマッチングでは、特定の固定長のスタブが負荷からある距離に配置されます。固定周波数に対してのみ使用されます。これは、周波数が変更された場合、スタブの場所を変更する必要があるためです。これは行われません。この方法は、同軸線には適していません。

ダブルスタブマッチング

ダブルスタッドマッチングでは、可変長の2つのスタブが特定の位置に固定されます。負荷が変化すると、スタブの長さのみが調整されて一致します。これは、実験室で単一の周波数整合デバイスとして広く使用されています。

次の図は、スタブマッチングの外観を示しています。

ダブルスタブマッチング

上記の図に示すように、シングルスタブマッチングとダブルスタブマッチングは、インピーダンスマッチングを実現するために伝送ラインで行われます。

伝播モード

波には電場と磁場の両方があります。電場と磁場のすべての横成分は、z方向の電場と磁場の軸成分から決定されます。これにより、TE、TM、TEM、マイクロ波のハイブリッドなどのモード形成が可能になります。モードの種類を見てみましょう。

相互に垂直な3つの方向x、y、およびzに沿った電場および磁場成分の方向は、次の図に示すとおりです。

電磁界

モードの種類

マイクロ波の伝播モードは次のとおりです-

TEM（横電磁波）

このモードでは、電場と磁場の両方が純粋に伝播方向を横切っています。 $ 'Z' $方向のコンポーネントはありません。

E_z = 0 \：および\：H_z = 0

TE（横波）

このモードでは、電場は伝搬方向に対して純粋に横向きですが、磁場はそうではありません。

E_z = 0 \：および\：H_z \ ne 0

TM（横磁気波）

このモードでは、磁場は伝搬方向に対して純粋に横向きですが、電場はそうではありません。

E_z \ ne 0 \：および\：H_z = 0

HE（ハイブリッドウェーブ）

このモードでは、電場も磁場も、伝搬方向を純粋に横切ることはありません。

E_z \ ne 0 \：および\：H_z \ ne 0

伝送線の理論は、往路と復路を持つ導体のシステム、つまりTEM波をサポートできる導体のシステムにのみ適用されるため、通常、複数の導体線はTEMモードの伝搬をサポートします。

導波路は、TEおよびTMモードを許可するがTEMモードを許可しない単一の導体線です。開放導体ガイドはハイブリッド波をサポートします。伝送ラインのタイプについては、次の章で説明します。

伝送線の種類

従来のオープンワイヤ伝送ラインは、放射損失が大きいため、マイクロ波伝送には適していません。マイクロ波周波数では、使用される伝送ラインは大きく3つのタイプに分類できます。彼らは-

多芯線
同軸線
ストリップライン
マイクロストリップライン
スロットライン
同一平面上の線など
単線（ウェーブガイド）
長方形導波管
円形導波管
楕円導波管
シングルリッジ導波路
ダブルリッジ導波路など
開いた境界構造
誘電体ロッド
開放導波路など

多芯線

複数の導体を持つ伝送線は、多導体線と呼ばれます。

同軸線

これは主に高周波アプリケーションに使用されます。

同軸線は、内径 d の内部導体と、その周囲の同心円筒状の絶縁材料で構成されます。これは、内径 D の同心円筒である外部導体に囲まれています。この構造は、次の図を見るとよく理解できます。

同軸線

同軸ケーブルの基本モードおよび主要モードはTEMモードです。同軸ケーブルにはカットオフ周波数はありません。すべての周波数を通過させます。ただし、より高い周波数では、一部の高次の非TEMモードが伝播を開始し、多くの減衰が発生します。

ストリップライン

これらは、100MHz〜100GHzの周波数で使用される平面伝送ラインです。

ストリップライン*は、厚さ *t より大きい幅*ω*の中央の薄い導電性ストリップで構成されています。 2つの幅の広い接地板の間の厚さb/2の低損失誘電体（ε〜r〜）基板の内側に配置されます。接地プレートの幅は、プレート間の間隔の5倍です。

金属製の中心導体の厚さと金属製の接地面の厚さは同じです。次の図は、ストリップライン構造の断面図を示しています。

ストリップライン

ストリップラインの基本モードおよび支配モードは、TEMモードです。 b <λ/2 の場合、横方向の伝搬はありません。ストリップラインのインピーダンスは、内部導体の幅*ω*とグランドプレーン間の距離 b の比に反比例します。

マイクロストリップライン

ストリップラインには、調整や調整のためにアクセスできないという欠点があります。これは、マイクロストリップラインでは回避されます。これにより、アクティブデバイスまたはパッシブデバイスの実装が可能になり、回路の製造後に微調整が可能になります。

マイクロストリップラインは非対称の平行プレート伝送ラインで、底部に金属化されたグランドと、厚さ「 t 」および幅「ω」の薄い導電性ストリップを備えた誘電体基板を備えています。これは、マイクロストリップラインを示す次の図を見ると理解できます。

マイクロストリップライン

マイクロストリップの特性インピーダンスは、ストリップライン幅*（ω）、厚さ（t）、およびラインとグランドプレーン間の距離（h）*の関数です。マイクロストリップラインには、埋め込みマイクロストリップ、反転マイクロストリップ、吊り下げマイクロストリップ、スロット付きマイクロストリップ伝送ラインなど、多くのタイプがあります。

これらに加えて、マイクロ波集積回路には、平行ストリップラインやコプレーナストリップラインなどの他のTEMラインも使用されています。

その他の行

並列ストリップライン*は、2導体伝送ラインに似ています。準TEMモードをサポートできます。次の図はこれを説明しています。

平行ストリップライン

コプレーナストリップライン*は、接続を容易にするために、1つのストリップが接地された2つの導電ストリップで形成されます。次の図はこれを説明しています。

コプレーナストリップライン

スロットライン伝送ライン*は、誘電体基板上の導電性コーティングのスロットまたはギャップで構成され、この製造プロセスはマイクロストリップラインと同じです。以下はその図式表現です。

スロットライン

コプレーナ導波路は、誘電体スラブの表面に堆積された金属薄膜のストリップで構成されています。このスラブには、同じ表面上でストリップに隣接して平行に走る2つの電極があります。次の図はこれを説明しています。

コプレーナ導波路

これらのマイクロストリップラインはすべて、伝送ラインを製造するのにかさばって高価なものを使用することが不利になるマイクロ波用途で使用されます。

開いた境界構造

これらは、 Open Electromagnetic Waveguides と言うこともできます。金属シールドで完全に囲まれていない導波路は、開いた導波路とみなすことができます。自由空間も一種の開放導波管と見なされます。

開いた導波路は、電磁波を誘導できる、縦方向の軸対称性と無制限の断面を持つ任意の物理デバイスとして定義できます。それらはもはや離散的ではないスペクトルを持っています。マイクロストリップラインと光ファイバーも開放型導波路の例です。

マイクロ波工学-導波管

一般に、信号または信号の特定の帯域の周波数が高い場合、信号が他の信号を蓄積するためにより多くのスペースを提供するため、帯域幅の利用率が高くなります。ただし、高周波信号は減衰せずに長距離を移動することはできません。伝送線路は、信号が長距離を移動するのに役立つことを研究しました。

マイクロ波は、広く導波管と呼ばれるマイクロ波伝送ラインの一部として機能するマイクロ波回路、コンポーネント、およびデバイスを介して伝播します。

チューブの内壁からの連続的な反射によって電磁波を送信するための均一な断面の中空金属チューブは、「導波管」と呼ばれます。

次の図は、導波管の例を示しています。

長方形導波管

マイクロ波通信では一般に導波管が好ましい。導波管は、特別な形の伝送ラインであり、中空の金属管です。伝送ラインとは異なり、導波管には中心導体がありません。

導波管の主な特徴は次のとおりです-

管壁は分布インダクタンスを提供します。
チューブの壁の間の空きスペースは、分布容量を提供します。
これらはかさばって高価です。

導波管の利点

以下は、導波管のいくつかの利点です。

導波管は製造が簡単です。
非常に大きな電力（キロワット単位）を処理できます。
導波管では電力損失は非常にわずかです。
非常に低い損失（アルファ減衰の低い値）を提供します。
マイクロ波エネルギーが導波管を通過するとき、同軸ケーブルよりも損失が少なくなります。

導波管の種類

導波管には5つのタイプがあります。

矩形導波管
円形導波管
楕円導波管
シングルリッジ導波路
ダブルリッジ導波管

次の図は、導波管のタイプを示しています。

導波管の種類

上に示したタイプの導波管は、中央が空洞で銅の壁で構成されています。これらは、内面にAuまたはAgの薄いライニングがあります。

伝送ラインと導波管を比較してみましょう。

伝送線路と導波路

伝送ラインと導波管の主な違いは-

TEM波をサポートできる* 2導体構造*は伝送ラインです。
TE波またはTM波はサポートできますが、TEM波はサポートできない* 1導体構造*は、導波路と呼ばれます。

次の表は、伝送線路と導波路の違いを示しています。

Transmission Lines	Waveguides
Supports TEM wave	Cannot support TEM wave
All frequencies can pass through	Only the frequencies that are greater than cut-off frequency can pass through
Two conductor transmission	One conductor transmission
Reflections are less	A wave travels through reflections from the walls of the waveguide
It has a characteristic impedance	It has wave impedance
Propagation of waves is according to "Circuit theory"	Propagation of waves is according to "Field theory"
It has a return conductor to earth	Return conductor is not required as the body of the waveguide acts as earth
Bandwidth is not limited	Bandwidth is limited
Waves do not disperse	Waves get dispersed

位相速度

位相速度は、*2π*ラジアンの位相シフトを受けるために、波がその位相を変化させる速度です。変調されたときの正弦波の波成分の速度の変化として理解できます。

位相速度の方程式を導きましょう。

定義によれば、*2π*ラジアンでの位相変化率が考慮されます。

つまり、 $λ$/$ T $ なので、

V = \ frac \ {\ lambda} \ {T}

どこで、

$λ$ =波長および$ T $ =時間

V = \ frac \ {\ lambda} \ {T} = \ lambda f

$ f = \ frac \ {1} \ {T} $なので

分子と分母に*2π*を掛けると、

V = \ lambda f = \ frac \ {2 \ pi \ lambda f} \ {2 \ pi}

$ \ omega = 2 \ pi f $ and $ \ beta = \ frac \ {2 \ pi} \ {f} $

上記の方程式は、

V = \ frac \ {2 \ pi f} \ {\ frac \ {2 \ pi} \ {\ lambda}} = \ frac \ {\ omega} \ {\ beta}

したがって、位相速度の方程式は次のように表されます。

V_p = \ frac \ {\ omega} \ {\ beta}

グループ速度

群速度は、波が導波管を伝播する速度として定義できます。これは、キャリアだけと比較して、変調されたエンベロープが移動する速度として理解できます。この変調波は導波管を伝わります。

群速度の方程式は次のように表されます

V_g = \ frac \ {d \ omega} \ {d \ beta}

通常、変調されたエンベロープの速度は、キャリア信号よりも遅くなります。

マイクロ波工学-コンポーネント

この章では、マイクロ波トランジスタや各種ダイオードなどのマイクロ波コンポーネントについて説明します。

マイクロ波トランジスタ

マイクロ波周波数に耐える特別なトランジスタを開発する必要があります。したがって、マイクロ波アプリケーションでは、マイクロ波周波数で適切な電力を提供できる*シリコンn-p-nトランジスタ*が開発されています。これらは、5 GHzのゲインで3 GHzの周波数で通常5ワットです。このようなトランジスタの断面図を次の図に示します。

エピタキシャル層

マイクロ波トランジスタの構築

コレクタを構成する n + 基板上に n タイプのエピタキシャル層が成長します。この n 領域に、SiO2層が熱的に成長します。 p-base および高濃度にドープされた* n-エミッタ*はベースに拡散します。オーム接点用の開口部は酸化物で作られています。接続は並行して行われます。

そのようなトランジスタは、インターデジタル、オーバーレイ、またはマトリックスのいずれかに分類される表面形状を持っています。これらのフォームを次の図に示します。

n-p-nマイクロ波トランジスター

パワートランジスタは、3つの表面形状すべてを採用しています。

小信号トランジスタは、互いにかみ合った表面形状を採用しています。交互嵌合構造は、L、S、およびC帯域の小信号アプリケーションに適しています。

マトリックスジオメトリは、メッシュまたはエミッタグリッドとも呼ばれます。オーバーレイおよびマトリックス構造は、UHFおよびVHF領域のパワーデバイスとして有用です。

マイクロ波トランジスタの動作

マイクロ波トランジスタでは、最初にエミッタ-ベースおよびコレクタ-ベース接合に逆バイアスがかかります。マイクロ波信号を印加すると、エミッタとベースの接合部が順方向にバイアスされます。 p-n-p トランジスタが考慮される場合、信号の正のピークの適用は、エミッタ-ベース接合に順方向バイアスをかけ、正孔を薄い負のベースにドリフトさせます。正孔は、コレクタ端子とベース端子の間のバイアス電圧の負端子までさらに加速します。コレクタに接続された負荷は、電流パルスを受け取ります。

ソリッドステートデバイス

固体マイクロ波デバイスの分類を行うことができます-

電気的挙動に依存
非線形抵抗タイプ。 +例-バリスタ（可変抵抗）
非線形リアクタンスタイプ。 +例-バラクター（可変リアクター）
負性抵抗タイプ。 +例-トンネルダイオード、インパットダイオード、ガンダイオード
制御可能なインピーダンスタイプ。 +例-PINダイオード
それらの構造に依存
点接触ダイオード
ショットキーバリアダイオード
金属酸化物半導体デバイス（MOS）
金属絶縁装置

ここで言及したダイオードのタイプには、増幅、検出、発電、位相シフト、ダウンコンバージョン、アップコンバージョン、制限変調、スイッチングなど、多くの用途があります。

バラクターダイオード

逆バイアス接合の電圧可変容量は、バラクターダイオードと呼ばれます。バラクタダイオードは、接合容量がダイオードの逆バイアスの関数として変化する半導体デバイスです。典型的なバラクターダイオードのCV特性とその記号を次の図に示します。

バラクターダイオード

接合容量は、印加電圧と接合設計に依存します。私達はことを知っています、

C_j \：\ alpha \：V _ \ {r} ^ \ {-n}

どこで

$ C_j $ =接合容量
$ V_r $ =逆バイアス電圧
$ n $ =ジャンクションのタイプを決定するパラメーター

接合部に逆バイアスがかかると、モバイルキャリアが接合部を空乏化し、ダイオードがコンデンサとして動作し、接合部が誘電体として機能する容量が生じます。静電容量は、逆バイアスの増加とともに減少します。

ダイオードのカプセル化には、半導体ウェハに取り付けられた導線と、セラミックケースに取り付けられた導線が含まれます。次の図は、マイクロ波バラクターダイオードの外観を示しています。

マイクロ波バラクターダイオード

これらは、大きな電力と大きな逆降伏電圧を処理できます。これらは低ノイズです。このダイオードでは接合容量の変動が重要な要素ですが、寄生抵抗、容量、およびコンダクタンスはすべての実用的なダイオードに関連しているため、低く抑える必要があります。

バラクターダイオードの用途

バラクタダイオードは、次のアプリケーションで使用されています-

アップコンバージョン
パラメトリック増幅器
パルス発生
パルス整形
スイッチング回路
マイクロ波信号の変調

ショットキーバリアダイオード

これは、非線形インピーダンスを示す単純なダイオードです。これらのダイオードは、主にマイクロ波の検出と混合に使用されます。

ショットキーバリアダイオードの構築

半導体ペレットが金属ベースに取り付けられています。このシリコンペレットには、バネ付きのワイヤが鋭い先端で接続されています。これは、同軸または導波管ラインに簡単に取り付けることができます。次の図は、構造の明確な図を示しています。

ショットキーバリアダイオード

ショットキーバリアダイオードの動作

半導体と金属との接触により、空乏領域が形成されます。金属領域の空乏幅は比較的小さくなっています。接触すると、半導体から金属への電子の流れが発生します。この空乏は半導体内に正の空間電荷を蓄積し、電界はそれ以上の流れに対抗し、界面での障壁の作成につながります。

順方向バイアスでは、障壁の高さが減少し、電子が金属に注入されますが、逆方向バイアスでは、障壁の高さが増加し、電子の注入がほぼ停止します。

ショットキーバリアダイオードの利点

これらには次の利点があります。

低価格
単純さ
信頼性のある
ノイズ指数4〜5dB

ショットキーバリアダイオードの用途

これらは次のアプリケーションです。

低雑音ミキサー
連続波レーダーの平衡ミキサー
マイクロ波検出器

ガンエフェクトデバイス

J B Gunnは、印加電圧が特定の臨界値を超えると、 n型GaAs 試験片に流れる電流の周期的な変動を発見しました。これらのダイオードには、伝導帯に* LとUの谷*の2つの谷があり、印加電界に応じて、それらの間で電子の移動が発生します。下部のLバレーから上部のUバレーへの反転分布のこの効果は、転送電子効果*と呼ばれるため、これらは*転送電子デバイス（TED）と呼ばれます。

Gunnダイオードの用途

ガンダイオードは、次のデバイスで広く使用されています-

レーダー送信機
航空交通管制のトランスポンダー
産業用遠隔測定システム
パワー発振器
論理回路
ブロードバンドリニアアンプ

雪崩通過時間デバイス

材料を通過する電圧と電流の間にアバランシェと通過時間の遅延があるプロセスは、負性抵抗と呼ばれます。ダイオードがこの特性を発揮するのに役立つデバイスは、 Avalanche transit time devices と呼ばれます。

このカテゴリに属するデバイスの例は、IMPATT、TRAPATT、およびBARITTダイオードです。それぞれについて詳しく見てみましょう。

IMPATTダイオード

これは、高周波マイクロ波アプリケーションで使用される高出力半導体ダイオードです。完全な形式のIMPATTは、 IMPact ionization Avalanche Transit Time diode です。

IMPATTダイオードに電圧勾配を適用すると、大電流が発生します。これにより、通常のダイオードは最終的に故障します。ただし、IMPATTダイオードは、これらすべてに耐えるように開発されています。ダイオードに逆バイアスをかけるために高い電位勾配が適用されるため、少数キャリアが接合部を流れます。

高DC電圧にRF AC電圧を重畳すると、ホールと電子の速度が増加するため、インパクトイオン化によって結晶構造から押し出されてホールと電子が追加されます。適用された元のDC電界がこの状況を発生させるしきい値にあった場合、アバランシェ電流の増加につながり、このプロセスが続行されます。これは次の図で理解できます。

Impatt Diode Schematic

この効果により、電流パルスは90°の位相シフトを取ります。ただし、逆バイアスが印加されるため、そこに存在する代わりにカソードに向かって移動します。パルスがカソードに到達するのにかかる時間は、 n + 層の厚さに依存し、90°位相シフトするように調整されます。現在、動的RF負性抵抗が存在することが証明されています。したがって、IMPATTダイオードは、発振器と増幅器の両方として機能します。

次の図は、IMPATTダイオードの構造の詳細を示しています。

Impatt

IMPATTダイオードの効率は次のように表されます

\ eta = \ left [\ frac \ {P _ \ {ac}} \ {P _ \ {dc}} \ right] = \ frac \ {V_a} \ {V_d} \ left [\ frac \ {I_a} \ {I_d} \ right]

どこで、

$ P _ \ {ac} $ = AC電源
$ P _ \ {dc} $ = DC電源
$ V_a \：\＆\：I_a $ = AC電圧と電流
$ V_d \：\＆\：I_d $ = DC電圧と電流

デメリット

IMPATTダイオードの欠点は次のとおりです。

雪崩はノイズの多いプロセスなのでノイズが多い
チューニング範囲はガンダイオードほど良好ではありません

アプリケーション

IMPATTダイオードの用途は次のとおりです。

マイクロ波発振器
マイクロ波発生器
変調出力発振器
レシーバー局部発振器
負性抵抗増幅
侵入アラームネットワーク（高Q IMPATT）
警察レーダー（高Q IMPATT）
低電力マイクロ波送信機（高Q IMPATT）
FMテレコム送信機（低Q IMPATT）
CWドップラーレーダー送信機（低Q IMPATT）

TRAPATTダイオード

TRAPATTダイオードの完全な形式は、* TRAppedプラズマアバランシェトリガードトランジットダイオード*です。数百MHz〜GHzで動作するマイクロ波発生器。これらは、通常、n型の空乏領域を持つ幅が2.5〜1.25 µmの n +-p-p + または p + -n-n + 構造の高ピーク電力ダイオードです。次の図にこれを示します。

TRAPATTダイオード

ゾーンの背後の低電界領域にトラップされた電子と正孔は、ダイオードの空乏領域を埋めるように作られます。これは、ダイオードを介して伝播する高電界アバランシェ領域によって行われます。

次の図は、ABが充電、BCがプラズマ形成、DEがプラズマ抽出、EFが残留抽出、FGが充電を示すグラフを示しています。

空乏地域

各ポイントで何が起こるか見てみましょう。

A：*ポイントAの電圧は、アバランシェ降伏が発生するのに十分ではありません。 Aでは、熱生成による電荷キャリアにより、線形容量のようにダイオードが充電されます。
A-B：*この時点で、電界の大きさが増加します。十分な数のキャリアが生成されると、空乏領域全体で電界が低下し、電圧がBからCに低下します。
C：*この電荷は雪崩の継続に役立ち、電子と正孔の高密度プラズマが生成されます。電界は、電子または正孔が空乏層から出ないようにさらに抑制され、残りのプラズマをトラップします。
D：*点Dで電圧が低下します。総プラズマ電荷は外部電流の単位時間あたりの電荷に比べて大きいため、プラズマをクリアするには長い時間が必要です。
E：*ポイントEで、プラズマが除去されます。正孔と電子の残留電荷は、偏向層の一端にそれぞれ残ります。
EからF：*残留電荷が除去されると、電圧が増加します。
F：*ポイントFでは、内部で生成されたすべての電荷が除去されます。
FからG：*ダイオードはコンデンサのように充電されます。
G：*ポイントGでは、ダイオード電流は半周期でゼロになります。上のグラフに示すように、電圧は一定のままです。この状態は、電流が戻ってサイクルが繰り返されるまで続きます。

雪崩ゾーン速度$ V_s $は次のように表されます。

V_s = \ frac \ {dx} \ {dt} = \ frac \ {J} \ {qN_A}

どこで

$ J $ =電流密度
$ q $ =電子電荷1.6 x 10 ^ -19 ^
$ N_A $ =ドーピング濃度

アバランシェゾーンはほとんどのダイオードをすばやく掃引し、キャリアの通過時間は次のように表されます。

\ tau_s = \ frac \ {L} \ {V_s}

どこで

$ V_s $ =飽和キャリアドリフト速度
$ L $ =標本の長さ

ここで計算される通過時間は、注入から収集までの時間です。繰り返される動作により出力が増加してアンプになりますが、回路にシャントで接続されたマイクロ波ローパスフィルターは発振器として機能します。

アプリケーション

このダイオードには多くの用途があります。

低電力ドップラーレーダー
レーダー用局部発振器
マイクロ波ビーコン着陸システム
電波高度計
フェーズドアレイレーダーなど

BARITTダイオード

BARITTダイオードの完全な形式は、バリア注入時間ダイオードです。これらはこのファミリーの最新の発明です。これらのダイオードにはIMPATTダイオードのような長いドリフト領域がありますが、BARITTダイオードでのキャリア注入は順方向バイアス接合によって引き起こされますが、アバランシェ領域のプラズマによるものではありません。

IMPATTダイオードでは、衝突イオン化のため、キャリア注入は非常にノイズが多くなります。 BARITTダイオードでは、ノイズを回避するために、空乏領域のパンチスルーによりキャリア注入が行われます。 BARITTダイオードの負性抵抗は、p型材料で作られたダイオードのコレクタ端への注入されたホールのドリフトのために得られます。

次の図は、BARITTダイオードの構造の詳細を示しています。

BARITTダイオード

*m-n-m* BARITTダイオードの場合、 *Ps-Si* ショットキー障壁は、* n型Siウェーハ*を間に挟んで金属に接触します。 印加電圧（30v以上）に伴う電流の急激な増加は、半導体への熱イオン正孔注入によるものです。

臨界電圧$（Vc）$は、ドーピング定数$（N）$、半導体の長さ$（L）$および半導体誘電率$（\ epsilon S）$に依存します。

V_c = \ frac \ {qNL ^ 2} \ {2 \ epsilon S}

モノリシックマイクロ波集積回路（MMIC）

マイクロ波ICは、重量が軽く、サイズが小さく、信頼性が高く、再現性があるため、従来の導波管または同軸回路の最良の代替品です。モノリシックマイクロ波集積回路に使用される基本的な材料は-

基板材料
導体材料
誘電体フィルム
抵抗膜

これらは、理想的な特性と高効率を持つように選択されています。回路要素が製造される基板は、材料の誘電率が低く、他の理想的な特性とともに、散逸率が低くなければならないため重要です。使用される基板材料は、GaAs、フェライト/ガーネット、アルミニウム、ベリリウム、ガラス、およびルチルです。

導体材料は、伝導率が高く、抵抗温度係数が低く、基板およびエッチングへの良好な接着性などを持つように選択されますアルミニウム、銅、金、銀が主に導体材料として使用されます。誘電材料と抵抗材料は、損失が少なく、安定性が高いように選択されています。

製造技術

ハイブリッド集積回路では、半導体デバイスと受動回路要素は誘電体基板上に形成されます。受動回路は、分布エレメントまたは集中エレメント、あるいはその両方の組み合わせです。

ハイブリッド集積回路には2つのタイプがあります。

ハイブリッドIC
ミニチュアハイブリッドIC

上記の両方のプロセスで、ハイブリッドICは単層メタライゼーション技術を使用してIC上に製造された分散回路要素を使用しますが、ミニチュアハイブリッドICはマルチレベル要素を使用します。

ほとんどのアナログ回路は、メソアイソレーション技術を使用して、FETおよびダイオードに使用されるアクティブなn型領域を分離します。平面回路は、イオンを半絶縁性基板に注入することにより製造され、絶縁を提供するために、領域はマスクされます。

次の図に示すように、GaAs FETでは、「 Via hole 」テクノロジーを使用して、ソースをグランドに接続されたソース電極に接続します。

モノリシックIC

MMICには多くの用途があります。

軍事通信
レーダー
ECM
フェーズドアレイアンテナシステム
スペクトラム拡散およびTDMAシステム

これらは費用対効果が高く、DTH、テレコム、計装など、多くの家庭用アプリケーションにも使用されています。

マイクロ波工学-マイクロ波デバイス

他のシステムと同様に、マイクロ波システムは多くのマイクロ波コンポーネントで構成され、主に一方の端にソース、もう一方の端に負荷があり、すべて導波管または同軸ケーブルまたは伝送ラインシステムで接続されます。

導波管の特性は次のとおりです。

高SNR
低減衰
低挿入損失

導波管マイクロ波機能

4つのポートを持つ導波管を考えます。電力が1つのポートに適用されると、同じポートから反射される可能性のある割合で3つのポートすべてを通過します。この概念は、次の図に明確に示されています。

ウェーブガイドマイクロ波ジャンクション

散乱パラメーター

次の図に示すように、2ポートネットワークの場合、先ほど説明したように1つのポートに電力が供給されると、ほとんどの電力は他のポートから逃げ、その一部は同じポートに反射します。次の図では、* V〜1〜または V〜2〜が適用されると、それぞれ I〜1〜または I〜2〜*電流が流れます。

2ポートネットワーク

ソースが反対側のポートに適用される場合、さらに2つの組み合わせが考慮されます。したがって、2ポートネットワークの場合、2×2 = 4の組み合わせが発生する可能性があります。

ポートを介して散乱するときの関連するパワーを持つ進行波、マイクロ波接合は、Sパラメーターまたは*散乱パラメーター*で定義できます。これらは、「散乱マトリックス」と呼ばれるマトリックス形式で表されます。

散乱行列

これは、マイクロ波接合のさまざまな入力ポートと出力ポート間の電力関係のすべての組み合わせを提供する正方行列です。このマトリックスの要素は、 "散乱係数" または "散乱（S）パラメータ" と呼ばれます。

次の図を検討してください。

散乱マトリックス

ここでは、ソースは$ i ^ \ {th} $ラインを介して接続されていますが、$ a_1 $は入射波で、$ b_1 $は反射波です。

$ b_1 $と$ a_1 $の間に関係が与えられている場合、

b_1 =（反射\：\：係数）a_1 = S _ \ {1i} a_1

どこで

$ S _ \ {1i} $ = $ 1 ^ \ {st} $行の反射係数（$ i $は入力ポート、$ 1 $は出力ポート）
$ 1 $ = $ 1 ^ \ {st} $行からの反射
$ i $ = $ i ^ \ {th} $行で接続されたソース

インピーダンスが一致すると、電力が負荷に伝達されます。まれに、負荷インピーダンスが特性インピーダンスと一致しない場合。次に、反射が発生します。つまり、次の場合に反射が発生します。

Z_l \ neq Z_o

ただし、$ 'n' $ポートなど、複数のポートでこの不一致がある場合は、$ i = 1 $から$ n $になります（$ i $は$ 1 $から$ n $までの任意の行であるため）。

したがって、我々は持っています

b_1 = S _ \ {11} a_1 + S _ \ {12} a_2 + S _ \ {13} a_3 + ............... + S _ \ {1n} a_n

b_2 = S _ \ {21} a_1 + S _ \ {22} a_2 + S _ \ {23} a_3 + ............... + S _ \ {2n} a_n

。

b_n = S _ \ {n1} a_1 + S _ \ {n2} a_2 + S _ \ {n3} a_3 + ............... + S _ \ {nn} a_n

この全体が行列形式で保持されると、

\ begin \ {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\ .\\ .\\ .\\ b_n \ end \ {bmatrix} = \ begin \ {bmatrix} S _ \ {11}＆S _ \ {12}＆S _ \ {13}＆...＆S _ \ {1n} \\ S _ \ {21}＆S_ \ {22}＆S _ \ {23}＆...＆S _ \ {2n} \\ .& .& .& ...& . \\ .& .& .& ...& . \\ .& .& .& ...& . \\ S _ \ {n1}＆S _ \ {n2}＆S _ \ {n3}＆...＆S _ \ {nn} \\ \ end \ {bmatrix} \ times \ begin \ {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \\ .\\ .\\ .\\ a_n \ end \ {bmatrix}

列マトリックス *$ [b] $ 散乱マトリックス $ [S] $ マトリックス* $ [a] $

列行列$ \ left [b \ right] $は反射波または出力に対応し、行列$ \ left [a \ right] $は入射波または入力に対応します。散乱列行列$ \ left [s \ right] $の次数は$ n \ times n $で、反射係数と透過係数が含まれています。したがって、

\ left [b \ right] = \ left [S \ right] \ left [a \ right]

[S]行列のプロパティ

散乱行列は、$ [S] $行列として示されます。 $ [S] $行列の標準プロパティはほとんどありません。彼らは-

$ [S] $は常に次数（nxn）の正方行列です + $ [S] _ \ {n \ times n} $
$ [S] $は対称行列です +つまり、$ S _ \ {ij} = S _ \ {ji} $ $ [S] $はユニタリ行列です +つまり、$ [S] [S] ^ = I $
行または列の各項の積の合計に、他の行または列の対応する項の複素共役を掛けた値はゼロです。すなわち

\ sum _ \ {i = j} ^ \ {n} S _ \ {ik} S _ \ {ik} ^ \ {*} = 0 \：for \：k \ neq j

（k = 1,2,3、... \：n）\：および\：（j = 1,2,3、... \：n）

いくつかの$ k ^ \ {th} $ポートとジャンクション間の電気距離が$ \ beta _kI_k $である場合、$ k $を含む$ S _ \ {ij} $の係数に係数$ e ^が乗算されます\ {-j \ beta kIk} $

次のいくつかの章では、さまざまなタイプのMicrowave Teeジャンクションを見ていきます。

マイクロ波エンジニアリング-E-Plane Tee

E-Plane Tee接合部は、単純な導波管を、すでに2つのポートがある長方形の導波管のより広い寸法に取り付けることによって形成されます。矩形導波管のアームは、共線ポート*と呼ばれる2つのポート、つまりPort1とPort2を作成しますが、新しいポートPort3はサイドアームまたは Eアーム*と呼ばれます。 E-plane Teeは Series Tee とも呼ばれます。

サイドアームの軸は電界に平行であるため、このジャンクションはEプレーンティージャンクションと呼ばれます。これは Voltage または Series junction とも呼ばれます。ポート1と2は互いに180°位相がずれています。 Eプレーンティーの断面の詳細は、次の図から理解できます。

断面Eプレーン

次の図は、並列ポートを形成するためにサイドアームによって双方向導波路に行われた接続を示しています。

パラレルポート

Eプレーンティーの特性

E-Plane Teeのプロパティは、$ [S] _ \ {3x3} $マトリックスで定義できます。

3つの可能な入力と3つの可能な出力があるので、3×3マトリックスです。

$ [S] = \ begin \ {bmatrix} S _ \ {11}＆S _ \ {12}＆S _ \ {13} \\ S _ \ {21}＆S _ \ {22}＆S _ \ {23} \\ S_ \ {31}＆S _ \ {32}＆S _ \ {33} \ end \ {bmatrix} $ …….. 式1

散乱係数$ S _ \ {13} $および$ S _ \ {23} $は、ポート3に入力があると180°位相がずれています。

$ S _ \ {23} = -S _ \ {13} $ …….. 式2

ポートはジャンクションに完全に一致しています。

$ S _ \ {33} = 0 $ …….. 式3

対称プロパティから、

$ S _ \ {ij} = S _ \ {ji} $

$ S _ \ {12} = S _ \ {21} \：\：S _ \ {23} = S _ \ {32} \：\：S _ \ {13} = S _ \ {31} $ …… .. 式4

方程式3と4を考慮すると、$ [S] $行列は次のように記述できます。

$ [S] = \ begin \ {bmatrix} S _ \ {11}＆S _ \ {12}＆S _ \ {13} \\ S _ \ {12}＆S _ \ {22}＆-S _ \ {13} \\ S _ \ {13}＆-S _ \ {13}＆0 \ end \ {bmatrix} $ *…….。式5 *

対称性を考慮すると、4つの未知数があると言えます。

Unitaryプロパティから

[S] [S] \ ast = [I]

\ begin \ {bmatrix} S _ \ {11}＆S _ \ {12}＆S _ \ {13} \\ S _ \ {12}＆S _ \ {22}＆-S _ \ {13} \\ S _ \ { 13}＆-S _ \ {13}＆0 \ end \ {bmatrix} \：\ begin \ {bmatrix} S _ \ {11} ^ \ {*}＆S _ \ {12} ^ \ {*}＆S _ \ { 13} ^ \ {*} \\ S _ \ {12} ^ \ {*}＆S _ \ {22} ^ \ {*}＆-S _ \ {13} ^ \ {*} \\ S _ \ {13} ^ \ {*}＆-S _ \ {13} ^ \ {*}＆0 \ end \ {bmatrix} = \ begin \ {bmatrix} 1＆0＆0 \\ 0＆1＆0 \\ 0＆0＆1 \ end \ {bmatrix}

乗算することで、

（Rを行、Cを列として表記）

$ R_1C_1：S _ \ {11} S _ \ {11} ^ \ {} + S _ \ {12} S _ \ {12} ^ \ {} + S _ \ {13} S _ \ {13} ^ \ {*} = 1 $

$ \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 = 1 $ …….. 式6

$ R_2C_2：\ left | S _ \ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 = 1 $ ……… 式7

$ R_3C_3：\ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 = 1 $ ……… 式8

$ R_3C_1：S _ \ {13} S _ \ {11} ^ \ {}-S _ \ {13} S _ \ {12} ^ \ {} = 1 $ ……… 式9

方程式6と7を等しくすると、

$ S _ \ {11} = S _ \ {22} $ ……… 式10

式8から

$ 2 \ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 \ quadまたは\ quad S _ \ {13} = \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} $ ……… 式11

式9から

$ S _ \ {13} \ left（S _ \ {11} ^ \ {}-S _ \ {12} ^ \ {} \ right）$

または$ S _ \ {11} = S _ \ {12} = S _ \ {22} $ ……… 式12

式6の式10、11、および12を使用して、

我々が得る、

$ \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 + \ frac \ {1} \ {2} = 1 $

$ 2 \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 = \ frac \ {1} \ {2} $

または$ S _ \ {11} = \ frac \ {1} \ {2} $ ……… 式13

上記の方程式の値を$ [S] $行列に代入すると、

我々が得る、

\ left [S \ right] = \ begin \ {bmatrix} \ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ { 2}} \\ \ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {2}＆-\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\ \ frac \ {1 } \ {\ sqrt \ {2}}＆-\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆0 \ end \ {bmatrix}

$ [b] $ = $ [S] [a] $

\ begin \ {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end \ {bmatrix} = \ begin \ {bmatrix} \ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {2}＆ \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\ \ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {2}＆-\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\ \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆-\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆0 \ end \ {bmatrix} \ begin \ {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end \ {bmatrix}

これはE-Plane Teeの散乱マトリックスで、散乱特性を説明しています。

マイクロ波エンジニアリング-H-Plane Tee

H-Plane Tee接合部は、2つのポートがすでにある長方形の導波管に単純な導波管を取り付けることによって形成されます。矩形導波管のアームは、共線ポート*と呼ばれる2つのポート、つまりPort1とPort2を作成しますが、新しいポートであるPort3はサイドアームまたは Hアーム*と呼ばれます。このH面ティーは*シャントティーとも呼ばれます。

サイドアームの軸は磁場に平行であるため、この接合部はH面ティー接合部と呼ばれます。これは、磁場が自身を腕に分割するため、*電流接合*とも呼ばれます。 H面ティーの断面の詳細は、次の図から理解できます。

H-Plane Tee

次の図は、シリアルポートを形成するためにサイドアームによって双方向導波路に行われた接続を示しています。

双方向導波路

Hプレーンティーの特性

H-Plane Teeのプロパティは、$ \ left [S \ right] _ \ {3 \ times 3} $行列で定義できます。

3つの可能な入力と3つの可能な出力があるので、3×3マトリックスです。

$ [S] = \ begin \ {bmatrix} S _ \ {11}＆S _ \ {12}＆S _ \ {13} \\ S _ \ {21}＆S _ \ {22}＆S _ \ {23} \\ S_ \ {31}＆S _ \ {32}＆S _ \ {33} \ end \ {bmatrix} $ …….. 式1

ジャンクションは面内で対称であるため、散乱係数$ S _ \ {13} $と$ S _ \ {23} $はここでは等しくなります。

対称プロパティから、

$ S _ \ {ij} = S _ \ {ji} $

$ S _ \ {12} = S _ \ {21} \：\：S _ \ {23} = S _ \ {32} = S _ \ {13} \：\：S _ \ {13} = S _ \ {31} $

ポートは完全に一致しています

$ S _ \ {33} = 0 $

これで、$ [S] $マトリックスは次のように記述できます。

$ [S] = \ begin \ {bmatrix} S _ \ {11}＆S _ \ {12}＆S _ \ {13} \\ S _ \ {12}＆S _ \ {22}＆S _ \ {13} \\ S_ \ {13}＆S _ \ {13}＆0 \ end \ {bmatrix} $ …….. 式2

対称性を考慮すると、4つの未知数があると言えます。

Unitaryプロパティから

[S] [S] \ ast = [I]

\ begin \ {bmatrix} S _ \ {11}＆S _ \ {12}＆S _ \ {13} \\ S _ \ {12}＆S _ \ {22}＆S _ \ {13} \\ S _ \ {13 }＆S _ \ {13}＆0 \ end \ {bmatrix} \：\ begin \ {bmatrix} S _ \ {11} ^ \ {*}＆S _ \ {12} ^ \ {*}＆S _ \ {13} ^ \ {*} \\ S _ \ {12} ^ \ {*}＆S _ \ {22} ^ \ {*}＆S _ \ {13} ^ \ {*} \\ S _ \ {13} ^ \ {* }＆S _ \ {13} ^ \ {*}＆0 \ end \ {bmatrix} = \ begin \ {bmatrix} 1＆0＆0 \\ 0＆1＆0 \\ 0＆0＆1 \ end \ {bmatrix}

乗算することで、

（Rを行、Cを列として表記）

$ R_1C_1：S _ \ {11} S _ \ {11} ^ \ {} + S _ \ {12} S _ \ {12} ^ \ {} + S _ \ {13} S _ \ {13} ^ \ {*} = 1 $

$ \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 = 1 $ …….. 式3

$ R_2C_2：\ left | S _ \ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 = 1 $ ……… 式4

$ R_3C_3：\ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 = 1 $ ……… 式5

$ R_3C_1：S _ \ {13} S _ \ {11} ^ \ {}-S _ \ {13} S _ \ {12} ^ \ {} = 0 $ ……… 式6

$ 2 \ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 = 1 \ quadまたは\ quad S _ \ {13} = \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} $ ……… 式7

$ \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 = \ left | S _ \ {22} \ right | ^ 2 $

$ S _ \ {11} = S _ \ {22} $ ……… 式8

式6から、$ S _ \ {13} \ left（S _ \ {11} ^ \ {} + S _ \ {12} ^ \ {} \ right）= 0 $

$ S _ \ {13} \ neq 0、S _ \ {11} ^ \ {} + S _ \ {12} ^ \ {} = 0、\：または\：S _ \ {11} ^ \ {* } = -S _ \ {12} ^ \ {*} $

または$ S _ \ {11} = -S _ \ {12} \：\：または\：\：S _ \ {12} = -S _ \ {11} $ ……… 式9

これらを式3で使用して、

$ S _ \ {13} \ neq 0、S _ \ {11} ^ \ {} + S _ \ {12} ^ \ {} = 0、\：または\：S _ \ {11} ^ \ {* } = -S _ \ {12} ^ \ {*} $

$ \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 + \ frac \ {1} \ {2} = 1 \ quadまたは\ quad 2 \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 = \ frac \ {1} \ {2} \ quadまたは\ quad S _ \ {11} = \ frac \ {1} \ {2} $ ….. 式10

式8および9から

$ S _ \ {12} =-\ frac \ {1} \ {2} $ ……… 式11

$ S _ \ {22} = \ frac \ {1} \ {2} $ ……… 式12

式2の式7および10、11および12から$ S _ \ {13} $、$ S _ \ {11} $、$ S _ \ {12} $および$ S _ \ {22} $を代入する

我々が得る、

\ left [S \ right] = \ begin \ {bmatrix} \ frac \ {1} \ {2}＆-\ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\-\ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\ \ frac \ { 1} \ {\ sqrt \ {2}}＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆0 \ end \ {bmatrix}

$ [b] $ = $ [s] [a] $

\ begin \ {bmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \ end \ {bmatrix} = \ begin \ {bmatrix} \ frac \ {1} \ {2}＆-\ frac \ {1} \ {2} ＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\-\ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\ \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆0 \ end \ {bmatrix} \ begin \ {bmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \ end \ {bmatrix}

これは、H-Plane Teeの散乱マトリックスであり、散乱特性を説明しています。

マイクロ波工学-E-H平面ティー

E-Hプレーンティージャンクションは、2つの単純な導波路を1つは平行に、もう1つは直列に、すでに2つのポートがある長方形の導波路に取り付けることによって形成されます。これは、 Magic Tee 、 Hybrid 、* 3dBカプラー*とも呼ばれます。

矩形導波管のアームは、共線ポート*と呼ばれる2つのポート、つまりポート1とポート2を作成しますが、ポート3は *H-Arm または*合計ポート*または*パラレルポート*と呼ばれます。ポート4は、 E-Arm または* Differenceポート*または* Seriesポート*と呼ばれます。

Magic Teeの断面の詳細は、次の図から理解できます。

断面マジックTシャツ

次の図は、パラレルアームとシリアルポートの両方を形成するために、サイドアームによって双方向導波路に行われた接続を示しています。

マジックティージャンクション

E-Hプレーンティーの特徴

等しい位相と大きさの信号がポート1とポート2に送信されると、ポート4の出力はゼロになり、ポート3の出力はポート1と2の両方の加算になります。
信号がポート4（Eアーム）に送信される場合、電力はポート1と2の間で均等に分配されますが、逆相であり、ポート3には出力がありません。したがって、$ S _ \ {34} $ = 0です。
信号がポート3に供給される場合、電力はポート1と2に均等に分配されますが、ポート4には出力がありません。したがって、$ S _ \ {43} $ = 0です。 *信号がコリニアポートの1つで供給される場合、Eアームが位相遅延を生成し、Hアームが位相進みを生成するため、他のコリニアポートには出力が表示されません。したがって、$ S _ \ {12} $ = $ S _ \ {21} $ = 0です。

E-Hプレーンティーの特性

E-Hプレーンティーのプロパティは、$ \ left [S \ right] _ \ {4 \ times 4} $マトリックスで定義できます。

4つの可能な入力と4つの可能な出力があるため、4×4マトリックスです。

$ [S] = \ begin \ {bmatrix} S _ \ {11}＆S _ \ {12}＆S _ \ {13}＆S _ \ {14} \\ S _ \ {21}＆S _ \ {22}＆S_ \ {23}＆S _ \ {24} \\ S _ \ {31}＆S _ \ {32}＆S _ \ {33}＆S _ \ {34} \\ S _ \ {41}＆S _ \ {42}＆S_ \ {43}＆S _ \ {44} \ end \ {bmatrix} $* …….. 式1 *

H-Plane Teeセクションがあるので

$ S _ \ {23} = S _ \ {13} $* …….. 式2 *

E-Plane Teeセクションがあるので

$ S _ \ {24} = -S _ \ {14} $* …….. 式3 *

E-ArmポートとH-Armポートは非常に隔離されているため、一方に入力が適用された場合、他方は出力を提供しません。したがって、これは

$ S _ \ {34} = S _ \ {43} = 0 $* …….. 式4 *

対称性の性質から、

$ S _ \ {ij} = S _ \ {ji} $

$ S _ \ {12} = S _ \ {21}、S _ \ {13} = S _ \ {31}、S _ \ {14} = S _ \ {41} $

$ S _ \ {23} = S _ \ {32}、S _ \ {24} = S _ \ {42}、S _ \ {34} = S _ \ {43} $* …….. 式5 *

ポート3と4がジャンクションに完全に一致している場合、

$ S _ \ {33} = S _ \ {44} = 0 $* …….. 式6 *

上記のすべての式を式1に代入して、$ [S] $行列を取得し、

$ [S] = \ begin \ {bmatrix} S _ \ {11}＆S _ \ {12}＆S _ \ {13}＆S _ \ {14} \\ S _ \ {12}＆S _ \ {22}＆S_ \ {13}＆-S _ \ {14} \\ S _ \ {13}＆S _ \ {13}＆0＆0 \\ S _ \ {14}＆-S _ \ {14}＆0＆0 \ end \ {bmatrix} $* …….. 式7 *

ユニタリプロパティから、$ [S] [S] ^ \ ast = [I] $

$ \ begin \ {bmatrix} S _ \ {11}＆S _ \ {12}＆S _ \ {13}＆S _ \ {14} \\ S _ \ {12}＆S _ \ {22}＆S _ \ {13}＆ -S _ \ {14} \\ S _ \ {13}＆S _ \ {13}＆0＆0 \\ S _ \ {14}＆-S _ \ {14}＆0＆0 \ end \ {bmatrix} \ begin \ {bmatrix } S _ \ {11} ^ \ {}＆S _ \ {12} ^ \ {}＆S _ \ {13} ^ \ {}＆S _ \ {14} ^ \ {} \\ S _ \ {12 } ^ \ {}＆S _ \ {22} ^ \ {}＆S _ \ {13} ^ \ {}＆-S _ \ {14} ^ \ {} \\ S _ \ {13}＆S_ \ {13}＆0＆0 \\ S _ \ {14}＆-S _ \ {14}＆0＆0 \ end \ {bmatrix} $

$ = \ begin \ {bmatrix} 1＆0＆0＆0 \\ 0＆1＆0＆0 \\ 0＆0＆1＆0 \\ 0＆0＆0＆0＆1 \ end \ {bmatrix} $

$ R_1C_1：\ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 = 1 + \ left | S _ \ {14} \ right | ^ 2 = 1 $ ……… 式8

$ R_2C_2：\ left | S _ \ {12} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {22} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 = 1 + \ left | S _ \ {14} \ right | ^ 2 = 1 $ ……… 式9

$ R_3C_3：\ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {13} \ right | ^ 2 = 1 $ ……… 式10

$ R_4C_4：\ left | S _ \ {14} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {14} \ right | ^ 2 = 1 $ ……… 式11

方程式10と11から、

$ S _ \ {13} = \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} $ …….. 式12

$ S _ \ {14} = \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} $ …….. 式13

方程式8と9を比較すると、

$ S _ \ {11} = S _ \ {22} $ ……… 式14

方程式12および13のこれらの値を使用すると、

$ \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {12} \ right | ^ 2 + \ frac \ {1} \ {2} + \ frac \ {1} \ {2} = 1 $

$ \ left | S _ \ {11} \ right | ^ 2 + \ left | S _ \ {12} \ right | ^ 2 = 0 $

$ S _ \ {11} = S _ \ {22} = 0 $ ……… 式15

式9から、$ S _ \ {22} = 0 $ ………が得られます式16

これで、ポート1と2がジャンクションに完全に一致することがわかりました。これは4ポートジャンクションであるため、2つのポートが完全に一致すると、他の2つのポートもジャンクションに完全に一致します。

4つのポートすべてが完全に一致するジャンクションは、マジックティージャンクションと呼ばれます。

式7の$ [S] $行列に12から16までの式を代入すると、Magic Teeの散乱行列が

[S] = \ begin \ {bmatrix} 0＆0＆\ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\ 0＆0＆\ frac \ {1} \ {2}＆-\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\ \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆0＆0 \\ \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆-\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆0＆0 \ end \ {bmatrix}

私たちはすでに知っています、$ [b] $ = $ [S] [a] $

上記を書き換えると、

\ begin \ {vmatrix} b_1 \\ b_2 \\ b_3 \\ b_4 \ end \ {vmatrix} = \ begin \ {bmatrix} 0＆0＆\ frac \ {1} \ {2}＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\ 0＆0＆\ frac \ {1} \ {2}＆-\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \\ \ frac \ {1} \ { \ sqrt \ {2}}＆\ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆0＆0 \\ \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}}＆-\ frac \ {1 } \ {\ sqrt \ {2}}＆0＆0 \ end \ {bmatrix} \ begin \ {vmatrix} a_1 \\ a_2 \\ a_3 \\ a_4 \ end \ {vmatrix}

E-Hプレーンティーの用途

E-Hプレーンティーの最も一般的なアプリケーションのいくつかは次のとおりです-

E-Hプレーンジャンクションは、インピーダンスの測定に使用されます-ヌルディテクタはE-Armポートに接続され、マイクロ波ソースはH-Armポートに接続されます。これらのポートと共線ポートはブリッジを形成し、インピーダンス測定はブリッジのバランスをとることによって行われます。
E-Hプレーンティーはデュプレクサとして使用されます-デュプレクサは、両方の目的に単一のアンテナを使用して、送信機と受信機の両方として機能する回路です。ポート1と2は、隔離されているため、干渉しない受信機と送信機として使用されます。アンテナはE-Armポートに接続されています。整合した負荷はH-Armポートに接続され、反射を提供しません。現在、問題なく送信または受信が存在します。
E-Hプレーンティーはミキサーとして使用されます-E-Armポートはアンテナに接続され、H-Armポートはローカルオシレーターに接続されます。ポート2には反射のない整合負荷があり、ポート1にはミキサ回路があり、信号電力の半分と発振器電力の半分を取得してIF周波数を生成します。

上記のアプリケーションに加えて、E-Hプレーンティージャンクションは、マイクロ波ブリッジ、マイクロ波弁別器などとしても使用されます。

マイクロ波工学-ラットレースジャンクション

このマイクロ波デバイスは、2つの信号を位相差なしで結合し、経路差のある信号を回避する必要がある場合に使用されます。

通常の3ポートTeeジャンクションが使用され、4番目のポートが追加されて、ラチェットジャンクションになります。これらのポートはすべて、直列または並列ジャンクションを使用して等間隔で角リング状に接続されています。

全レースの平均円周は1.5λで、4つのポートはそれぞれλ/4の距離で分離されています。次の図は、ラットレースジャンクションの画像を示しています。

ラットレースカプラー

ラットレースジャンクションの動作を理解するために、いくつかのケースを考えてみましょう。

ケース1

入力電力がポート1に適用されると、2つのポートに均等に分割されますが、ポート2の場合は時計回りの方向に、ポート4の場合は反時計回りの方向になります。ポート3にはまったく出力がありません。

その理由は、ポート2と4で電力が同相で結合するのに対して、ポート3では、λ/2のパスの違いによりキャンセルが発生するためです。

ケース2

入力電力がポート3に適用される場合、電力はポート2とポート4に均等に分配されます。ただし、ポート1には出力がありません。

事例3

2つの異なる信号がポート1自体に適用される場合、出力は2つの入力信号の合計に比例し、ポート2と4の間で分割されます。これで、ポート3に差動出力が表示されます。

ラットレースジャンクションの散乱行列は、次のように表されます。

[S] = \ begin \ {bmatrix} 0＆S _ \ {12}＆0＆S _ \ {14} \\ S _ \ {21}＆0＆S _ \ {23}＆0 \\ 0＆S _ \ {32}＆ 0＆S _ \ {34} \\ S _ \ {41}＆0＆S _ \ {43}＆0 \ end \ {bmatrix}

アプリケーション

ラットレースジャンクションは、2つの信号を結合し、信号を2つの半分に分割するために使用されます。

マイクロ波工学-方向性結合器

方向性カプラ*は、測定目的で少量のマイクロ波電力をサンプリングするデバイスです。電力測定には、入射電力、反射電力、VSWR値などが含まれます。

方向性結合器は、一次主導波路と二次補助導波路で構成される4ポート導波路接合部です。次の図は、方向性結合器の画像を示しています。

方向性結合器

方向性結合器は、一方向または双方向のマイクロ波電力を結合するために使用されます。

方向性結合器の特性

理想的な方向性結合器の特性は次のとおりです。

すべての終端はポートに一致します。
電力がポート1からポート2に移動すると、その一部はポート4に結合されますが、ポート3には結合されません。
双方向カプラーでもあるため、電力がポート2からポート1に移動すると、その一部はポート3に結合されますが、ポート4には結合されません。
電力がポート3から入射する場合、その一部はポート2に結合されますが、ポート1には結合されません。
電力がポート4を介して入射する場合、その一部はポート1に結合されますが、ポート2には結合されません。
ポート1と3は、ポート2とポート4と同様に分離されています。

理想的には、ポート3の出力はゼロである必要があります。ただし、実際には、ポート3で back power と呼ばれる少量の電力が観測されます。次の図は、方向性結合器の電力の流れを示しています。

電力を示す方向性カプラー

どこで

$ P_i $ =ポート1の入射電力
$ P_r $ =ポート2の受信電力
$ P_f $ =ポート4の順方向結合電力
$ P_b $ =ポート3のバック電源

以下は、方向性結合器の性能を定義するために使用されるパラメーターです。

結合係数（C）

方向性結合器の結合係数は、入射電力と順方向電力の比であり、dBで測定されます。

C = 10 \：log _ \ {10} \ frac \ {P_i} \ {P_f} dB

指向性（D）

方向性結合器の指向性は、順方向電力と逆方向電力の比で、dBで測定されます。

D = 10 \：log _ \ {10} \ frac \ {P_f} \ {P_b} dB

分離

方向性結合器のディレクティブプロパティを定義します。これは、dBで測定された、バックパワーに対する入射パワーの比率です。

I = 10 \：log _ \ {10} \ frac \ {P_i} \ {P_b} dB

dB単位の分離=結合係数+指向性*

2穴方向性カプラ

これは、同じメイン導波路と補助導波路を備えた方向性結合器ですが、それらの間に共通の2つの小さな穴があります。これらの穴は、距離が$ \ {\ lambda_g}/\ {4} $離れています。ここで、λgはガイド波長です。次の図は、2穴方向性結合器の画像を示しています。

2穴方向性カプラー

2ホール方向性結合器は、逆電力を回避するという方向性結合器の理想的な要件を満たすように設計されています。ポート1とポート2の間を移動する際の電力の一部は、穴1と2から逃げます。

パワーの大きさは、穴の大きさに依存します。両方の穴でのこの漏洩電力は、穴2で同相であり、前方電力* P〜f〜*に寄与する電力を合計します。ただし、1番ホールでは位相がずれており、互いに相殺し、バックパワーの発生を防ぎます。

したがって、方向性結合器の指向性が向上します。

導波管ジョイント

導波管システムは常に単一の部品で構築することはできないため、異なる導波管を結合する必要がある場合があります。この結合は、反射効果、定在波の発生、減衰の増加などの問題を防ぐために慎重に行う必要があります。

導波管の接合部は、不規則性を回避することに加えて、EとHの電界パターンに影響を与えないように注意する必要があります。ボルト締めフランジ、フランジ継手、チョーク継手など、多くのタイプの導波管継手があります。

マイクロ波工学-キャビティクライストロン

マイクロ波の生成と増幅には、マイクロ波管*と呼ばれる特別な管が必要です。その中でも、 *Klystron は重要なものです。

クライストロンの重要な要素は、電子ビームと空洞共振器です。源から電子ビームが生成され、信号を増幅するために空洞クライストロンが使用されます。電子を収集するためのコレクターが最後にあります。セットアップ全体は、次の図に示すとおりです。

キャビティクライストロン

カソードから放出された電子は、最初の共振器に向かって加速されます。終端のコレクターは、共振器と同じ電位です。したがって、通常、電子は空洞共振器間のギャップで一定の速度を持ちます。

最初に、最初の空洞共振器に弱い高周波信号が供給されますが、これは増幅する必要があります。信号は、空洞内の電磁場を開始します。次の図に示すように、この信号は同軸ケーブルを介して渡されます。

同軸ケーブル

この電界により、空洞共振器を通過する電子が変調されます。 2番目の共振器に到達すると、電子は同じ周波数の別のEMFで誘導されます。このフィールドは、2番目のキャビティから大きな信号を抽出するのに十分な強さです。

空洞共振器

まず、空洞共振器の構造の詳細と動作を理解してみましょう。次の図は、空洞共振器を示しています。

空洞共振器

コンデンサと誘導ループで構成される単純な共振回路は、この空洞共振器と比較できます。導体には自由電子があります。この極性の電圧に充電するためにコンデンサに電荷が印加されると、多くの電子が上部プレートから除去され、下部プレートに導入されます。

より多くの電子が堆積したプレートがカソードになり、より少ない電子数のプレートがアノードになります。次の図は、コンデンサへの電荷の蓄積を示しています。

コンデンサープレート

電界線は、正の電荷から負の方向に向けられています。コンデンサが逆極性で充電されると、電界の方向も逆になります。チューブ内の電子の変位は、交流電流を構成します。この交流電流は、コンデンサの電界と位相がずれた交流磁場を発生させます。

磁場が最大強度になると、電場はゼロになり、しばらくすると、磁場がゼロになる間に電場が最大になります。この強さの交換は、サイクルで起こります。

クローズドレゾネーター

コンデンサの値とループの誘導性が小さいほど、発振または共振周波数が高くなります。ループのインダクタンスは非常に小さいため、高い周波数を得ることができます。

より高い周波数の信号を生成するには、次の図に示すように、より多くの誘導ループを並列に配置することにより、インダクタンスをさらに減らすことができます。これにより、非常に高い周波数を持つ閉じた共振器が形成されます。

閉じたレゾネーター

閉じた共振器では、電界と磁界は空洞の内部に閉じ込められます。空洞の最初の共振器は、増幅される外部信号によって励起されます。この信号には、空洞が共振できる周波数が必要です。この同軸ケーブルの電流は磁場を発生させ、それにより電場が発生します。

クライストロンの働き

最初の空洞に入る電子ビームの変調を理解するために、電界を考えてみましょう。共振器の電界は、誘導電界の方向を変え続けます。これに応じて、電子銃から出てくる電子は、ペースが制御されます。

電子は負に帯電しているため、電界の方向と反対に移動すると加速されます。また、電子が電界と同じ方向に移動すると、電子は減速します。この電界は変化し続けるため、電子は電界の変化に応じて加速および減速されます。次の図は、電界が反対方向の場合の電子の流れを示しています。

ワーキングクライストロン

移動中、これらの電子は、さまざまな速度で共振器間の「ドリフト空間」と呼ばれる電界のない空間に入り、電子バンチを生成します。これらの束は、移動速度の変動により作成されます。

これらの束は、第1の共振器が振動する周波数に対応する周波数で、第2の共振器に入ります。すべての空洞共振器は同一であるため、電子の動きにより2番目の共振器が発振します。次の図は、電子バンチの形成を示しています。

電子バンチの形成

2番目の共振器に誘導された磁場は、同軸ケーブルに電流を誘導し、出力信号を開始します。第2キャビティ内の電子の運動エネルギーは、第1キャビティ内の運動エネルギーとほぼ等しいため、キャビティからエネルギーは取得されません。

電子は2番目のキャビティを通過するときに加速され、電子の束は減速されます。したがって、すべての運動エネルギーが電磁エネルギーに変換され、出力信号が生成されます。

このような2キャビティクライストロンの増幅は低いため、マルチキャビティクライストロンが使用されます。

次の図は、マルチキャビティクライストロン増幅器の例を示しています。

電子の強化

最初のキャビティに信号を適用すると、2番目のキャビティに弱いバンチができます。これらは、3番目のキャビティにフィールドを設定し、より集中したバンチなどを生成します。したがって、増幅は大きくなります。

マイクロ波工学-Reflex Klystron

このマイクロ波発生器は、可変周波数を持つ単一の空洞内の反射と振動に作用するクライストロンです。

Reflex Klystronは、電子銃、陰極フィラメント、陽極空洞、および陰極電位の電極で構成されています。これは低電力を提供し、効率が低くなります。

Reflex Klystronの構築

電子銃は電子ビームを放出し、アノード空洞のギャップを通過します。これらの電子は、高い負の電位にあるリペラー電極に向かって移動します。負の電界が大きいため、電子はアノードキャビティに反発します。帰路では、電子がギャップにより多くのエネルギーを与え、これらの振動が持続します。この反射型クライストロンの構造の詳細は、次の図に示すとおりです。

Reflex Klystron

振動はすでにチューブ内に存在し、その動作によって維持されると想定されています。電子は、陽極空洞を通過する際に、ある程度の速度を獲得します。

Reflex Klystronの操作

Reflex Klystronの動作は、いくつかの仮定によって理解されています。電子ビームは陽極空洞に向かって加速されます。

参照電子* e〜r〜がアノードキャビティを横切るが、余分な速度はなく、同じ速度でリペラ電極に到達した後に反発すると仮定します。別の電子、たとえば e〜e〜*は、この基準電子よりも早く開始し、最初にリペラーに到達しますが、ゆっくりと戻り、基準電子と同時に到達します。

もう1つの電子、後期電子* e〜l〜があり、これは e〜r〜と e〜e〜*の両方よりも遅れて開始しますが、戻りながらより速い速度で移動し、同時に到達しますerおよびeeとして。

さて、これらの3つの電子、すなわち* e〜r〜、 e〜e〜、および e〜l〜*は同時にギャップに到達し、*電子バンチ*を形成します。この移動時間は*トランジット時間*と呼ばれ、最適な値が必要です。次の図にこれを示します。

電子バンチ

アノードキャビティは、移動中に電子を加速し、復路中に電子を遅らせることでエネルギーを獲得します。ギャップ電圧が最大の正の場合、これにより最大の負の電子が遅延します。

最適な通過時間は次のように表されます

T = n + \ frac \ {3} \ {4} \ quad \：n \：は\：an \：integer

この通過時間は、リペラーとアノード電圧に依存します。

Reflex Klystronのアプリケーション

Reflex Klystronは、次のような可変周波数が望ましいアプリケーションで使用されます-

ラジオ受信機
ポータブルマイクロ波リンク
パラメトリック増幅器
マイクロ波受信機の局部発振器
マイクロ波発生器で可変周波数が望ましい信号源として。

進行波管

進行波管は、クライストロンのような空洞共振器を持たない広帯域マイクロ波デバイスです。増幅は、電子ビームと無線周波数（RF）場との長時間の相互作用によって行われます。

進行波管の構築

進行波管は、陰極管からの電子銃を含む円筒構造です。陽極板、らせん、コレクターがあります。 RF入力はらせんの一端に送信され、出力はらせんの他端から引き出されます。

電子銃は、光の速度で電子ビームを集束します。磁場は、散乱することなくビームを集束するように導きます。 RF場はまた、らせんによって遅延される光の速度で伝播します。らせんは遅波構造として機能します。らせん状に伝播する印加RF場は、らせんの中心に電界を生成します。

印加されたRF信号に起因する結果として生じる電界は、光の速度にらせんのピッチとらせんの円周の比を掛けて移動します。らせんを通過する電子ビームの速度は、らせん上のRF波にエネルギーを誘導します。

次の図は、進行波管の構造上の特徴を説明しています。

TWTの物理的構築

したがって、増幅出力はTWTの出力で得られます。軸位相速度$ V_p $は次のように表されます。

V_p = V_c \ left（\ {Pitch}/\ {2 \ pi r} \ right）

ここで、 r はらせんの半径です。ヘリックスは$ V_p $の位相速度の変化を最小限に抑えるため、TWTの場合は他の低速波構造よりも優先されます。 TWTでは、電子銃はアノードプレート間のギャップにある電子ビームをらせんに集束させ、らせんはコレクターで収集されます。次の図は、進行波管内の電極配置を説明しています。

電極配置

進行波管の操作

アノードプレートは、電位がゼロの場合、つまり軸方向の電界がノードにある場合、電子ビーム速度は影響を受けません。軸方向電界の波が正の波腹にあるとき、電子ビームからの電子は反対方向に移動します。この電子は加速され、RF軸方向場のノードに遭遇する後期電子に追いつきます。

RF軸方向電界が負の波腹にあるポイントで、先に言及した電子は、負の電界効果のために追い越そうとします。電子は変調された速度を受け取ります。累積的な結果として、らせんに2番目の波が誘導されます。出力は入力よりも大きくなり、増幅されます。

進行波管の用途

進行波管には多くの用途があります。

TWTは、低ノイズRFアンプとしてマイクロ波受信機で使用されます。
TWTは、低帯域の信号を増幅するための中継増幅器または中間増幅器として、広帯域通信リンクおよび同軸ケーブルでも使用されます。
TWTは、チューブの寿命が長いため、通信衛星の出力チューブとして使用されます。
電力と帯域幅が大きいため、遠距離に散乱するために、連続波高電力TWTがTroposcatterリンクで使用されます。
TWTは、高出力パルスレーダーおよび地上レーダーで使用されます。

マイクロ波工学-マグネトロン

これまで議論した管とは異なり、マグネトロンは電場と磁場が交差するクロスフィールド管です。互いに垂直に走ります。 TWTでは、Klystronよりも長い時間RFと相互作用させると、電子の効率が向上することが観察されました。マグネトロンでも同じ手法が採用されています。

マグネトロンの種類

マグネトロンには主に3つのタイプがあります。

負性抵抗タイプ

2つの陽極セグメント間の負性抵抗が使用されます。
効率が低い。
低周波数（<500 MHz）で使用されます。

サイクロトロン周波数マグネトロン

電気部品と振動電子の同期が考慮されます。
100MHzより高い周波数に役立ちます。

進行波またはキャビティタイプ

電子と回転電磁界との相互作用が考慮されます。
高いピーク電力振動が提供されます。
レーダー用途に役立ちます。

キャビティマグネトロン

マグネトロンは空洞マグネトロンと呼ばれます。これは、陽極が共振空洞になり、永久磁石が強力な磁場を生成するために使用され、これらの両方の作用によりデバイスが機能するためです。

キャビティマグネトロンの構築

厚い円筒形の陰極が中心にあり、銅の円筒形ブロックが軸方向に固定されており、陽極として機能します。この陽極ブロックは、共鳴陽極空洞として機能する多数のスロットでできています。

陽極と陰極の間に存在する空間は、*相互作用空間*と呼ばれます。電場は放射状に存在し、磁場は空洞マグネトロンに軸方向に存在します。この磁場は、磁力線が陰極と平行で、陽極と陰極の間に存在する電界に垂直になるように配置された永久磁石によって生成されます。

次の図は、空洞マグネトロンの構造の詳細と、存在する磁力線を軸方向に示しています。

キャビティマグネトロンと磁力線

このキャビティマグネトロンには、互いに密に結合された8つのキャビティがあります。 Nキャビティマグネトロンには、$ N $の動作モードがあります。これらの動作は、振動の周波数と位相に依存します。この空洞共振器のリングの周りの総位相シフトは$ 2n \ pi $でなければなりません（$ n $は整数）。

$ \ phi_v $が隣接するキャビティ全体のAC電界の相対的な位相変化を表す場合、

\ phi_v = \ frac \ {2 \ pi n} \ {N}

ここで、$ n = 0、\：\ pm1、\：\ pm2、\：\ pm \：（\ frac \ {N} \ {2} -1）、\：\ pm \ frac \ {N} \ {2 } $

つまり、$ N $が偶数の場合、$ \ frac \ {N} \ {2} $の共振モードが存在する可能性があります。

If,

n = \ frac \ {N} \ {2} \ quad、\ quad \ phi_v = \ pi

この共鳴モードは、$ \ pi-mode $と呼ばれます。

n = 0 \ quad、\ quad \ phi_v = 0

これは、アノードとカソードの間にRF電界がないため、*ゼロモード*と呼ばれます。これは「フリンジフィールド」とも呼ばれ、このモードはマグネトロンでは使用されません。

キャビティマグネトロンの動作

Cavity Klystronが稼働中の場合、考慮すべきさまざまなケースがあります。それらについて詳しく見ていきましょう。

ケース1 *

磁場がない場合、つまり B = 0の場合、次の図で電子の挙動を観察できます。電子 a が放射状の電気力の下で直接陽極に向かう例を考えてみましょう。

電子の動きa

ケース2 *

磁場が増加すると、横方向の力が電子に作用します。これは、両方の力がそれに作用している間、曲がった経路をとる電子 b を考慮して、次の図で観察できます。

電子の動きb

このパスの半径は次のように計算されます

R = \ frac \ {mv} \ {eB}

電子の速度に比例して変化し、磁場の強さに反比例します。

ケース3 *

磁場 B がさらに増加すると、電子は電子 c などの経路をたどり、陽極表面をかすめて陽極電流をゼロにします。これは、「臨界磁場」$（B_c）$と呼ばれ、カットオフ磁場です。理解を深めるために、次の図を参照してください。

電子の動きc

ケース4 *

磁場が臨界磁場よりも大きくなると、

B> B_c

その後、電子は電子 d として経路をたどります。ここで、電子は陽極に行くことなく、陰極に戻ります。これにより、カソードの「バックヒーティング」が発生します。次の図を参照してください。

電子の動きd

これは、振動が始まると電力供給を遮断することにより達成されます。これを続けると、カソードの放出効率が影響を受けます。

アクティブRF場を備えたキャビティマグネトロンの動作

これまで、マグネトロンのキャビティ内にRF場が存在しないキャビティマグネトロンの動作について説明してきました（静的ケース）。次に、アクティブなRFフィールドがある場合の動作について説明します。

TWTと同様に、過渡的なノイズのために、初期RF振動が存在すると仮定します。振動は、デバイスの動作によって維持されます。このプロセスで放出される電子には3種類あり、その動作は3つの異なるケースで電子 a 、 b および c として理解されます。

ケース1 *

振動が存在する場合、電子 a は、振動するエネルギーの伝達を遅くします。エネルギーを振動に伝達するこのような電子は、「お気に入りの電子」と呼ばれます。これらの電子は*バンチング効果*の原因です。

ケース2 *

この場合、 b などの別の電子が振動からエネルギーを受け取り、その速度を増加させます。これが完了すると、

より鋭く曲がります。
インタラクション空間でほとんど時間を費やしません。
カソードに戻ります。

これらの電子は「好ましくない電子」と呼ばれます。彼らはバンチング効果に参加しません。また、これらの電子は「逆加熱」を引き起こすので有害です。

ケース3 *

この場合、少し遅れて放出される電子 c がより速く移動します。電子 a に追いつきます。次の放出電子 d は、 a でステップしようとします。その結果、優先電子 a 、 c および d は電子バンチまたは電子雲を形成します。「位相集束効果」と呼ばれます。

次の図を見ると、このプロセス全体がよく理解できます。

位相収束効果

図Aはさまざまな場合の電子の動きを示し、図Bは形成された電子雲を示しています。これらの電子雲は、デバイスの動作中に発生します。これらの陽極セグメントの内面に存在する電荷は、空洞内の振動に従います。これにより、時計回りに回転する電界が作成され、実際の実験を行っているときに実際に見ることができます。

電場が回転している間、磁束線はカソードと平行に形成され、その結合効果の下で、電子バンチはスパイラル軌道で最も近い正の陽極セグメントに規則的な間隔で向けられた4つのスポークで形成されます。

測定機器

マイクロ波測定デバイスの中でも、マイクロ波デバイスで構成されるマイクロ波ベンチのセットアップは重要な場所です。このセットアップ全体は、わずかな変更で、ガイド波長、自由空間波長、カットオフ波長、インピーダンス、周波数、VSWR、クライストロン特性、ガンダイオード特性、電力測定などの多くの値を測定できます。

電力を決定する際に、マイクロ波によって生成される出力は、一般に価値がありません。それらは、伝送ラインの位置によって異なります。マイクロ波電力を測定する機器が必要です。これは一般に、マイクロ波ベンチのセットアップになります。

マイクロ波ベンチの一般的な測定セットアップ

このセットアップは、詳細に観察できるさまざまな部分の組み合わせです。次の図は、セットアップを明確に説明しています。

マイクロ波ベンチの一般的な測定セットアップ

信号発生器

名前が示すように、数ミリワットのオーダーでマイクロ波信号を生成します。これは、速度変調技術を使用して連続波ビームをミリワット電力に変換します。

Gunnダイオード発振器またはReflex Klystronチューブは、このマイクロ波信号発生器の例です。

精密減衰器

これは、希望の周波数を選択し、出力を0〜50db付近に制限する減衰器です。これは可変であり、要件に応じて調整できます。

可変減衰器

この減衰器は減衰量を設定します。これは、値の微調整として理解でき、読み取り値はPrecision Attenuatorの値と照合されます。

アイソレーター

これにより、検出器マウントに到達するのに不要な信号が除去されます。アイソレータは、信号が導波管を一方向にのみ通過できるようにします。

周波数計

これは、信号の周波数を測定するデバイスです。この周波数メーターを使用すると、信号を共振周波数に調整できます。また、信号を導波管に結合する機能も提供します。

水晶検出器

水晶検出器プローブと水晶検出器マウントは上の図に示されており、検出器はプローブを介してマウントに接続されています。これは、信号の復調に使用されます。

定在波インジケータ

定在波電圧計は、定在波比をdB単位で読み取ります。導波管には、信号のクロックサイクルを調整するためのギャップがあります。導波管によって送信された信号は、BNCケーブルを介してVSWRまたはCROに転送され、その特性が測定されます。

リアルタイムアプリケーションでセットアップされたマイクロ波ベンチは次のようになります-

マイクロ波ベンチ

ここで、このマイクロ波ベンチの重要な部分であるスロット付きラインを見てみましょう。

スロットライン

マイクロ波伝送ラインまたは導波管では、電磁界は、発生器からの入射波と発生器への反射波の合計と見なされます。反射は、不一致または不連続を示します。反射波の大きさと位相は、反射インピーダンスの振幅と位相に依存します。

得られた定在波は、効果的な伝送のためのインピーダンス不整合に関する知識を持つために必要な伝送ラインの欠陥を知るために測定されます。このスロットラインは、マイクロ波デバイスの定在波比の測定に役立ちます。

建設

スロットラインは、測定を行う必要がある伝送ラインのスロットセクションで構成されています。必要に応じてプローブを接続できるようにするための移動プローブキャリッジと、機器を取り付けて検出するための機能があります。

導波管では、幅広の側面の中心に軸方向にスロットが作られています。結晶検出器に接続された可動プローブは、導波管のスロットに挿入されます。

操作

水晶検出器の出力は、印加される入力電圧の2乗に比例します。可動式プローブは、その位置で便利で正確な測定を可能にします。しかし、プローブが移動すると、その出力は導波管内に形成される定在波パターンに比例します。ここでは、正確な結果を得るために可変減衰器が採用されています。

出力VSWRは次の方法で取得できます。

VSWR = \ sqrt \ {\ frac \ {V _ \ {max}} \ {V _ \ {min}}}

ここで、$ V $は出力電圧です。

次の図は、ラベルの付いたスロット付き回線のさまざまな部分を示しています。

ラベル付きのスロットライン

上図でラベル付けされている部分は、次のことを示しています。

ランチャー-信号を招待します。
導波管の小さいセクション。
Isolator-光源への反射を防ぎます。
ロータリー可変減衰器-微調整用。
Slotted section-信号を測定します。
プローブの深さ調整。
調整の調整-精度を得るため。
クリスタル検出器-信号を検出します。
一致した負荷-終了した電力を吸収します。
短絡-負荷と交換するための準備。
回転ノブ-測定中に調整します。
バーニアゲージ-正確な結果のため。

オシロスコープで低周波変調信号を取得するには、調整可能な検出器を備えたスロット付きラインを使用します。調整可能な検出器を備えたスロット付きラインキャリッジを使用して、以下を測定できます。

VSWR（電圧定在波比）
定在波パターン
インピーダンス
反射係数
リターンロス
使用される発電機の周波数

調整可能な検出器

調整可能な検出器は、低周波の方形波変調マイクロ波信号を検出するために使用される検出器マウントです。次の図は、調整可能な検出器マウントの概念を示しています。

調整可能な導波管検出器

次の図は、このデバイスの実際のアプリケーションを表しています。終端で終了し、もう一方の端に上記のように開口部があります。

ディテクターマウント

マイクロ波伝送システムと検出器マウントを一致させるために、調整可能なスタブがよく使用されます。調整可能なスタブには3つの異なるタイプがあります。

調整可能な導波管検出器
調整可能な同軸検出器
調整可能なプローブ検出器

また、のような固定スタブがあります-

広帯域調整プローブを修正
固定導波管一致検出器マウント

検出器マウントは、マイクロ波ベンチの最後のステージで、最後に終端されています。

マイクロ波工学-測定

マイクロ波工学の分野では、最初の章ですでに述べたように、多くのアプリケーションが発生します。したがって、さまざまなアプリケーションを使用しているときに、電力、減衰、位相シフト、VSWR、インピーダンスなどのさまざまな値を測定する必要があることがよくあります。効果的な使用のために。

この章では、さまざまな測定手法を見てみましょう。

電力の測定

測定されるマイクロ波電力は、導波管内の任意の位置での平均電力です。パワー測定には3つのタイプがあります。

低電力の測定（0.01mW〜10mW） +例-ボロメトリック技術
中電力の測定（10mW〜1W） +例-熱量計のテクニック
高出力（> 10W）の測定 +例-カロリーメーターワットメーター

それらについて詳しく見ていきましょう。

低電力の測定

0.01mW〜10mW前後のマイクロ波電力の測定は、低電力の測定と理解できます。

ボロメータ*は、低マイクロ波電力測定に使用されるデバイスです。ボロメータで使用される要素は、正または負の温度係数のものです。たとえば、barraterには正の温度係数があり、温度が上昇すると抵抗が増加します。サーミスタは、温度が上昇すると抵抗が減少する負の温度係数を持っています。

いずれもボロメータで使用できますが、抵抗の変化は測定に適用されるマイクロ波電力に比例します。このボロメータは、アームのブリッジで1つとして使用されるため、不均衡が生じると出力に影響します。ボロメータを使用したブリッジ回路の典型的な例を次の図に示します。

ボロメーター

ここのミリアンメータは、流れる電流の値を示します。バッテリーは可変で、ボロメーターの動作によって不均衡が生じると、バランスをとるために変化します。 DCバッテリー電圧で行われるこの調整は、マイクロ波電力に比例します。この回路の電力処理能力は制限されています。

中電力の測定

10mWから1W前後のマイクロ波電力の測定は、中電力の測定として理解できます。

通常、特定の値の比熱を維持する特別な負荷が使用されます。測定対象の電力は、その入力に適用され、すでに維持している負荷の出力温度を比例的に変化させます。温度上昇の差は、負荷への入力マイクロ波電力を指定します。

ここでは、ブリッジバランス手法を使用して出力を取得します。熱伝達法は、熱量測定技術である電力の測定に使用されます。

ハイパワーの測定

10Wから50KW前後のマイクロ波電力の測定は、高電力の測定として理解できます。

高マイクロ波電力は通常、乾式および流動タイプの熱量計で測定されます。ドライタイプは、ヒステリシス損失の大きい誘電体で満たされた同軸ケーブルを使用するために命名され、フロータイプは、マイクロ波の優れた吸収体である水または油または液体を使用するために命名されます。

負荷に入る前後の液体の温度の変化は、値の較正のために取得されます。この方法の制限は、流量測定、キャリブレーション、熱慣性などです。

減衰の測定

実際には、マイクロ波コンポーネントとデバイスは、しばしば減衰を提供します。提供される減衰量は、2つの方法で測定できます。それらは-パワー比法とRF置換法です。

減衰は、入力電力と出力電力の比であり、通常はデシベルで表されます。

減衰\：in \：dBs = 10 \：log \ frac \ {P _ \ {in}} \ {P _ \ {out}}

ここで、$ P _ \ {in} $ =入力電力および$ P _ \ {out} $ =出力電力

電力比法

この方法では、減衰の測定は2つのステップで行われます。

*ステップ1 *-マイクロ波ベンチ全体の入力および出力電力は、減衰を計算する必要のあるデバイスなしで実行されます。
*ステップ2 *-マイクロ波ベンチ全体の入力および出力は、減衰を計算する必要のあるデバイスで実行されます。

これらのパワーの比を比較すると、減衰の値がわかります。

次の図は、これを説明する2つのセットアップです。

電力比方法の設定1 電力比方法の設定2

欠点-入力電力が低く、ネットワークの減衰が大きい場合、電力と減衰の測定値が正確でない可能性があります。

RF置換方法

この方法では、減衰の測定は3つのステップで行われます。

*ステップ1 *-マイクロ波ベンチ全体の出力電力は、減衰を計算する必要があるネットワークで測定されます。
*ステップ2 *-ネットワークを精密に較正された減衰器に置き換えることにより、マイクロ波ベンチ全体の出力が測定されます。
*ステップ3 *-この減衰器は、ネットワークで測定されたのと同じパワーを得るために調整されます。

次の図は、これを説明する2つのセットアップです。

RF Substitution Method Setup1 RF Substitution Method Setup2

減衰器の調整値は、ネットワークの減衰を直接与えます。上記の方法の欠点はここでは回避されるため、これは減衰を測定するためのより良い手順です。

位相シフトの測定

実際の作業条件では、実際の信号から信号に位相変化が生じる可能性があります。このような位相シフトを測定するために、比較技術を使用して、位相シフトを較正できます。

位相シフトを計算するためのセットアップを次の図に示します。

位相シフトの測定

ここで、マイクロ波源は信号を生成した後、HプレーンTeeジャンクションを通過し、そこから一方のポートが位相シフトを測定するネットワークに接続され、もう一方のポートが調整可能な精密位相シフターに接続されます。

復調された出力は、接続されたCROで観測される1 KHzの正弦波です。この位相シフターは、1 KHz正弦波の出力も上記と一致するように調整されます。デュアルモードCROで観察してマッチングが行われた後、この精密な位相シフターは位相シフトの読み取りを提供します。これは、次の図から明確に理解できます。

CROの出力

この手順は、位相シフトの測定で最もよく使用される手順です。次に、VSWRの計算方法を見てみましょう。

VSWRの測定

マイクロ波の実用的なアプリケーションでは、あらゆる種類のインピーダンスの不整合が定在波の形成につながります。これらの定在波の強度は、電圧定在波比（$ VSWR $）で測定されます。最大電圧と最小電圧の比率により、$ VS $が得られます。

S = \ frac \ {V _ \ {max}} \ {V _ \ {min}} = \ frac \ {1+ \ rho} \ {1- \ rho}

ここで、$ \ rho = reflection \：co -efficient = \ frac \ {P _ \ {reflected}} \ {P _ \ {incident}} $

$ VSWR $の測定は、低$ VSWR $および高$ VSWR $測定の2つの方法で実行できます。

低VSWRの測定（S <10）

低VSWR $の測定は、減衰器を調整してVSWRメーターであるDCミリボルトメーターで測定値を取得することで実行できます。読み取り値は、DCミリボルトメーターがフルスケール読み取り値と最小読み取り値を示すように、スロット付きラインと減衰器を調整することで取得できます。

ここで、これら2つの読み取り値が計算され、ネットワークの$ VSWR $が検出されます。

高VSWRの測定（S> 10）

値が10を超える高い$ VSWR $の測定は、 double minimum method と呼ばれる方法で測定できます。この方法では、最小値での読み取り値が取得され、前の山と後の山の最小値の半分のポイントでの読み取り値も取得されます。これは次の図で理解できます。

高VSWRの測定

今、$ VSWR $は、次のように与えられる関係によって計算することができます-

VSWR = \ frac \ {\ lambda _ \ {g}} \ {\ pi（d_2-d_1）}

ここで、$ \ lambda_g \：は\：\：ガイド付き\：波長$

\ lambda_g = \ frac \ {\ lambda_0} \ {\ sqrt \ {1-（\ frac \ {\ lambda_0} \ {\ lambda_c}）^ 2}} \ quadここで\：\ lambda_0 \：= \ { c}/\ {f}

ここでは2つの最小点が考慮されているため、これは二重最小法と呼ばれます。それでは、インピーダンスの測定について学びましょう。

インピーダンスの測定

Magic Teeとは別に、2つの異なる方法があります。1つはスロットラインを使用する方法で、もう1つは反射率計を使用する方法です。

スロットラインを使用したインピーダンス

この方法では、インピーダンスはスロット付きラインと負荷$ Z_L $を使用して測定され、これを使用して$ V _ \ {max} $および$ V _ \ {min} $を決定できます。この方法では、インピーダンスの測定は2つのステップで行われます。

*ステップ1 *-負荷$ Z_L $を使用してVminを決定します。
*ステップ2 *-負荷を短絡してVminを決定します。

これを次の図に示します。

Impedance Measurement Setup1 Impedance Measurement Setup2

負荷を使用して$ V _ \ {max} $および$ V _ \ {min} $の値を取得しようとすると、特定の値が取得されます。ただし、負荷を短絡して同じことを行うと、最小値は右または左にシフトします。このシフトが左にある場合、それは負荷が誘導性であることを意味し、シフトが右にある場合、それは負荷が本質的に容量性であることを意味します。次の図はこれを説明しています。

定在波出力12を出力

データを記録することにより、未知のインピーダンスが計算されます。インピーダンスと反射係数$ \ rho $は、振幅と位相の両方で取得できます。

反射率計を使用したインピーダンス

スロットラインとは異なり、反射率計はインピーダンスの大きさのみを検出し、位相角は検出しません。この方法では、同一であるが方向が異なる2つの方向性結合器が使用されます。

これら2つのカプラーは、負荷からの入射電力$ P_i $および反射電力$ P_r $のサンプリングに使用されます。反射率計は、次の図に示すように接続されます。これは、インピーダンスを取得できる反射係数$ \ rho $の大きさを取得するために使用されます。

反射率計を使用したインピーダンスの測定

反射率計の読み取りから、

\ rho = \ sqrt \ {\ frac \ {P_r} \ {P_i}}

$ \ rho $の値から、$ VSWR $、つまり $ S $とインピーダンスは次のように計算できます

S = \ frac \ {1+ \ rho} \ {1- \ rho} \ quadおよび\ quad \ frac \ {z-z_g} \ {z + z_g} = \ rho

ここで、$ z_g $は既知の波動インピーダンスであり、$ z $は未知のインピーダンスです。

ここでは順方向と逆方向の波パラメータが観察されますが、カプラの方向特性による干渉はありません。減衰器は、低入力電力の維持に役立ちます。

空洞共振器のQの測定

空洞共振器の Q を測定するには、透過法、インピーダンス法、過渡減衰法または減衰法などの3つの方法がありますが、最も簡単で最も従う方法は*伝送法*です。したがって、その測定セットアップを見てみましょう。

空洞共振器の伝送方法

この方法では、空洞共振器が送信デバイスとして機能します。出力信号は周波数の関数としてプロットされ、次の図に示すように共振曲線になります。

共鳴曲線

上記の設定から、マイクロ波源の信号周波数が変化し、信号レベルが一定に保たれた後、出力電力が測定されます。空洞共振器はこの周波数に調整され、信号レベルと出力電力が再び記録されて、違いがわかります。

出力がプロットされると、共振曲線が得られ、そこから半出力帯域幅（HPBW）$（2 \ Delta）$値に気付くことができます。

2 \ Delta = \ pm \ frac \ {1} \ {Q_L}

ここで、$ Q_L $はロードされた値です

または\ quad Q_L = \ pm \ frac \ {1} \ {2 \ Delta} = \ pm \ frac \ {w} \ {2（w-w_0）}

マイクロ波源と空洞の間の結合、および検出器と空洞の間の結合が無視される場合、

Q_L = Q_0 \：（アンロードされた\：Q）

欠点

このシステムの主な欠点は、Qが非常に高いシステムでは、動作帯域が狭いために精度が少し悪いことです。

さまざまなパラメータの多くの種類の測定手法を取り上げました。次に、これらの問題の例をいくつか解決してみましょう。

マイクロ波工学-問題の例

この章では、マイクロ波に関連するいくつかの数値的な問題を解いて、楽しみましょう。

問題1

寸法$ a = 5cm、b = 3cm $の$ TE _ \ {10} $モード導波路を使用する伝送システムは、 10GHz で動作しています。 2つの最小電力ポイント間で測定された距離は、スロット付きラインで* 1mmです。システムのVSWRを計算します*。

溶液

$ f = 10GHzとすると、 a = 5cm; b = 3cm $

$ TE _ \ {10} $モードの導波路の場合、

\ lambda_c = 2a = 2 \ times 5 = 10 cm

\ lambda_0 = \ frac \ {c} \ {f} = \ frac \ {3 \ times10 ^ \ {10}} \ {10 \ times10 ^ 9} = 3cm

d_2-d_1 = 1mm = 10 ^ \ {-1} cm

知ってる

\ lambda_g = \ frac \ {\ lambda_0} \ {1-（\ {\ lambda_0}/\ {\ lambda_c}）^ 2} = \ frac \ {3} \ {\ sqrt \ {1-（\ { 3}/\ {10}）^ 2}} = 3.144cm

二重最小法の場合、VSWRは

VSWR = \ frac \ {\ lambda_g} \ {\ pi（d_2-d_1）} = \ frac \ {3.144} \ {\ pi（1 \ times10 ^ \ {-1}）} = 10.003 = 10

したがって、特定の伝送システムのVSWR値は10です。

問題2

反射率計のインピーダンスを測定するためのセットアップで、2つのカプラーの出力がそれぞれ 2mw および 0.5mw の場合の反射係数はどのくらいですか？

溶液

とすれば

\ frac \ {P_i} \ {100} = 2mw \ quadおよび\ quad \ frac \ {P_r} \ {100} = 0.5mw

P_i = 2 \ times 100mw = 200mw

P_r = 0.5 \ times 100mw = 50mw

\ rho = \ sqrt \ {\ frac \ {P_r} \ {P_i}} = \ sqrt \ {\ frac \ {50mw} \ {200mw}} = \ sqrt \ {0.25} = 0.5

したがって、与えられたセットアップの反射係数$ \ rho $は0.5です。

問題3

入射電力を3mwとして、反射電力を 0.25mw としてサンプリングするために2つの同一のカプラーが導波路で使用される場合、$ VSWR $の値を見つけます。

溶液

私達はことを知っています

\ rho = \ sqrt \ {\ frac \ {P_r} \ {P_i}} = \ sqrt \ {\ frac \ {0.25} \ {3}} = \ sqrt \ {0.0833} = 0.288

VSWR = S = \ frac \ {1+ \ rho} \ {1- \ rho} = \ frac \ {1 + 0.288} \ {1-0.288} = \ frac \ {1.288} \ {0.712} = 1.80

したがって、上記のシステムの$ VSWR $値は1.80です。

問題4

2つの同一の 30dB 方向性結合器を使用して、導波管内の入射および反射電力をサンプリングします。 VSWRの値は 6 で、入射電力をサンプリングするカプラーの出力は 5mw です。反射電力の値は何ですか？

溶液

私達はことを知っています

VSWR = S = \ frac \ {1+ \ rho} \ {1- \ rho} = 6

（1+ \ rho）= 6（1- \ rho）= 6-6 \ rho

7 \ rho = 5

\ rho = \ frac \ {5} \ {7} = 0.174

反射電力の値を取得するには、

\ rho = \ sqrt \ {\ frac \ {\ {P_r}/\ {10 ^ 3}} \ {\ {P_i}/\ {10 ^ 3}}} = \ sqrt \ {\ frac \ {P_r } \ {P_i}}

or \ quad \ rho ^ 2 = \ frac \ {P_r} \ {P_i}

P_r = \ rho ^ 2.P_i =（0.714）^ 2.5 = 0.510 \ times 5 = 2.55

したがって、この導波路での反射電力は2.55mWです。

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