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電子回路-はじめに
エレクトロニクスには、さまざまな目的に役立つさまざまなコンポーネントがあります。 アプリケーションに応じて多くのタイプの回路で使用されるさまざまな要素があります。
電子部品
壁を構築するレンガと同様に、コンポーネントは回路の基本的なレンガです。 *コンポーネント*は、アイデアを実行するための*回路*に発展させるための基本的な要素です。
各コンポーネントにはいくつかの基本的なプロパティがあり、コンポーネントはそれに応じて動作します。 意図した回路の構築にそれらを使用することは、開発者のモットーに依存します。 次の画像は、さまざまな電子回路で使用される電子部品の例を示しています。
アイデアをまとめるために、コンポーネントのタイプを見てみましょう。 *アクティブなコンポーネント*または*パッシブなコンポーネント*のいずれかです。
アクティブコンポーネント
- 有効成分とは、外部エネルギーを供給すると伝導する成分です。
- アクティブコンポーネントは、電圧または電流の形でエネルギーを生成します。
- 例-ダイオード、トランジスタ、変圧器など
受動部品
- パッシブコンポーネントは、接続されると動作を開始するコンポーネントです。 動作に外部エネルギーは必要ありません。
- 受動部品は、電圧または電流の形でエネルギーを保存および維持します。
- 例-抵抗器、コンデンサ、インダクタなど
また、 Linear および Non-Linear 要素として別の分類があります。
線形コンポーネント
- 線形要素またはコンポーネントは、電流と電圧の間に線形関係があるものです。
- 線形要素のパラメーターは、電流と電圧に関して変更されません。
- 例-ダイオード、トランジスタ、変圧器など
非線形コンポーネント
- 非線形要素またはコンポーネントは、電流と電圧の間に非線形の関係があるものです。
- 非線形要素のパラメータは、電流と電圧に関して変更されます。
- 例-抵抗器、コンデンサ、インダクタなど
これらは、さまざまな目的のために意図されたコンポーネントであり、それらは完全にそれらが構築された優先タスクを実行できます。 このようなさまざまなコンポーネントの組み合わせは、*サーキット*として知られています。
電子回路
特定の方法で目的に接続されると、特定の数のコンポーネントが*回路*になります。 回路は、さまざまなコンポーネントのネットワークです。 回路にはさまざまな種類があります。
次の画像は、さまざまな種類の電子回路を示しています。 ボード上に接続された電子回路のグループであるプリント基板を示しています。
電子回路は、その動作、接続、構造などに応じて、さまざまなカテゴリに分類できます。 電子回路の種類について詳しく説明します。
アクティブ回路
- アクティブコンポーネントを使用して構築される回路は、*アクティブ回路*と呼ばれます。
- 通常、回路にはより多くの電力を抽出して負荷に供給するための電源が含まれています。
- 追加の電力が出力に追加されるため、出力電力は常に入力電力よりも大きくなります。
- パワーゲインは常に1より大きくなります。
受動回路
- 受動コンポーネントを使用して構築された回路は、*受動回路*と呼ばれます。
- 電源が含まれている場合でも、回路は電力を抽出しません。
- 追加の電力は出力に追加されないため、出力電力は常に入力電力よりも小さくなります。
- パワーゲインは常に1未満です。
電子回路は、 Analog、Digital 、または Mixed にも分類できます。
アナログ回路
- アナログ回路は、その中に線形コンポーネントを持つものです。 したがって、それは線形回路です。
- アナログ回路には、連続した電圧範囲のアナログ信号入力があります。
デジタル回路
- デジタル回路は、その中に非線形成分を含むものです。 したがって、それは非線形回路です。
- デジタル信号のみを処理できます。
- デジタル回路には、離散値であるデジタル信号入力があります。
混合信号回路
- 混合信号回路は、線形成分と非線形成分の両方を含むものです。 したがって、混合信号回路と呼ばれます。
- これらの回路は、入力を処理するためのマイクロプロセッサとアナログ回路で構成されています。
接続のタイプに応じて、回路は Series Circuit または Parallel Circuit に分類できます。 直列回路は直列に接続されたもので、*並列回路*はコンポーネントが並列に接続されたものです。
電子部品についての基本的な考え方ができたので、さまざまなアプリケーションに適した回路を構築するのに役立つそれらの目的に話を進めましょう。 電子回路の目的（処理、送信、受信、分析）が何であれ、プロセスは信号の形で実行されます。 次の章では、電子回路に存在する信号と信号の種類について説明します。
電子回路-信号
- 信号*は、「生成元のソースに存在するデータに関する情報を提供する表現」と理解できます。これは通常、時間によって異なります。 したがって、信号は、*何らかの情報を送信する*エネルギー源*になります。 これはグラフで簡単に表すことができます。
例
- アラームは時間の合図を出します。
- 炊飯器のsは、食べ物が調理されたことを確認します。
- 赤信号は危険を示します。
- 信号機はあなたの動きを示します。
- 電話が鳴り、電話がかかってきます。
信号には、何らかの情報を伝える任意のタイプを使用できます。 電子機器から生成されるこの信号は、「電子信号」または「電気信号」と呼ばれます。 これらは通常、時間のバリエーションです。
信号の種類
信号は、その特性に応じて、アナログまたはデジタルに分類できます。 次の図に示すように、アナログ信号とデジタル信号はさらに分類できます。
アナログ信号
時変量を表す連続的な時変信号は、*アナログ信号*と呼ばれます。 この信号は、それを表す量の瞬時値に従って、時間に対して変化し続けます。
デジタル信号
自然界では*離散*である信号、または形式では*非連続*である信号は、*デジタル信号*と呼ばれます。 この信号には個別の値があり、個別に表示されます。これらの値は、特定の時点で導出されたかのように、以前の値に基づいていません。
周期信号と非周期信号
パターンを一定期間繰り返すアナログまたはデジタル信号は、*周期信号*と呼ばれます。 この信号のパターンは繰り返し継続され、推測または計算が容易です。
一定の時間パターンを繰り返さないアナログまたはデジタル信号は、*非周期信号*と呼ばれます。 この信号のパターンは継続しますが、パターンは繰り返されず、推測や計算がそれほど容易ではありません。
信号と表記
- 周期信号*の中で、最も一般的に使用される信号は、正弦波、余弦波、三角波、方形波、矩形波、のこぎり波、パルス波形またはパルス列などです。 それらの波形を見てみましょう。
ユニットステップ信号
単位ステップ信号は、原点からX軸上の1単位までの1単位の値を持ちます。 これは主にテスト信号として使用されます。 単位ステップ信号のイメージを以下に示します。
単位ステップ関数は、$ u \ left（t \ right）$で示されます。 それは次のように定義されます-
u \ left（t \ right）= \ left \\ {\ begin \ {matrix} 1＆t \ geq 0 \\ 0＆t <0 \ end \ {matrix} \ right。
単位インパルス信号
単位インパルス信号は、原点で1単位の値を持ちます。 その面積は1単位です。 単位インパルス信号のイメージを以下に示します。
単位インパルス関数は*ẟ（t）*で表されます。 次のように定義されます
\ delta \ left（t \ right）= \ left \\ {\ begin \ {matrix} \ infty \：\：if \：\：t = 0 \\ 0 \：\：if \：\：t \ neq 0 \ end \ {matrix} \ right。
\ int _ \ {-\ infty} ^ \ {\ infty} \ delta \ left（t \ right）d \ left（t \ right）= 1
\ int _ \ {-\ infty} ^ \ {t} \ delta \ left（t \ right）d \ left（t \ right）= u \ left（t \ right）
\ delta \ left（t \ right）= \ frac \ {du \ left（t \ right）} \ {d \ left（t \ right）}
ユニットランプ信号
ユニットランプ信号の値は、原点から指数関数的に増加します。 単位ランプ信号のイメージを以下に示します。
単位ランプ関数は* u（t）*で示されます。 それは次のように定義されます-
\ int _ \ {0} ^ \ {t} u \ left（t \ right）d \ left（t \ right）= \ int _ \ {0} ^ \ {t} 1 dt = t = r \ left（ t \ right）
u \ left（t \ right）= \ frac \ {dr \ left（t \ right）} \ {dt}
ユニット放物線信号
ユニット放物線信号の値は、原点で放物線のように変化します。 ユニット放物線信号の画像を以下に示します。
単位放物線関数は、$ u \ left（t \ right）$で表されます。 それは次のように定義されます-
\ int _ \ {0} ^ \ {t} \ int _ \ {0} ^ \ {t} u \ left（t \ right）dtdt = \ int _ \ {0} ^ \ {t} r \ left（t \ right）dt = \ int _ \ {0} ^ \ {t} t.dt = \ frac \ {t ^ \ {2}} \ {2} dt = x \ left（t \ right）
r \ left（t \ right）= \ frac \ {dx \ left（t \ right）} \ {dt}
u \ left（t \ right）= \ frac \ {d ^ \ {2} x \ left（t \ right）} \ {dt ^ \ {2}}
シグナム機能
Signum関数の値は、原点から正と負の両方の平面に均等に分布しています。 Signum関数の画像を以下に示します。
Signum関数は、* sgn（t）*で示されます。 次のように定義されます
sgn \ left（t \ right）= \ left \\ {\ begin \ {matrix} 1 \：\：for \：\：t \ geq 0 \\-1 \：\：for \：\：t <0 \ end \ {matrix} \ right。
sgn \ left（t \ right）= 2u \ left（t \ right）-1
指数信号
指数信号の値は、原点から指数関数的に変化します。 指数関数は次の形式です-
x \ left（t \ right）= e ^ \ {\ alpha t}
指数の形状は、$ \ alpha $で定義できます。 この機能は3つのケースで理解できます
- ケース1 *-
$ \ alpha = 0 \ rightarrow x \ left（t \ right）= e ^ \ {0} = 1 $の場合
- ケース2 *-
$ \ alpha <0 $の場合、$ x \ left（t \ right）= e ^ \ {\ alpha t} $の場合、$ \ alpha $は負です。 この形状は*減衰指数*と呼ばれます。
- ケース3 *-
$ \ alpha> 0 $の場合、$ x \ left（t \ right）= e ^ \ {\ alpha t} $ここで、$ \ alpha $は正です。 この形状は、*指数関数的*と呼ばれます。
矩形信号
矩形信号の値は、原点から正と負の両方の平面に矩形で分布します。 矩形信号のイメージを以下に示します。
矩形関数は、$ x \ left（t \ right）$で示されます。 次のように定義されます
x \ left（t \ right）= A \：rect \ left [\ frac \ {t} \ {T} \ right]
三角信号
矩形信号の値は、原点から正と負の両方の平面に三角形状に分布しています。 三角信号のイメージを以下に示します。
三角関数は、$ x \ left（t \ right）$で表されます。 次のように定義されます
x \ left（t \ right）= A \ left [1- \ frac \ {\ left | t \ right |} \ {T} \ right]
正弦波信号
正弦波信号の値は、原点から正弦波的に変化します。 正弦波信号の画像を以下に示します。
正弦関数はx（t）で表されます。 それは次のように定義されます-
x \ left（t \ right）= A \ cos \ left（w _ \ {0} t \ pm \ phi \ right）
or
x \ left（t \ right）= A sin \ left（w _ \ {0} t \ pm \ phi \ right）
ここで$ T _ \ {0} = \ frac \ {2 \ pi} \ {w _ \ {0}} $
シンク関数
Sinc信号の値は、以下の式のように特定の関係に従って変化します。 原点で最大値を持ち、離れるにつれて減少し続けます。 Sinc関数信号の画像を以下に示します。
Sinc関数は* sinc（t）*で表されます。 それは次のように定義されます-
sinc \ left（t \ right）= \ frac \ {sin \ left（\ pi t \ right）} \ {\ pi t}
したがって、これらは、エレクトロニクスと通信の分野で主に遭遇するさまざまな信号です。 すべての信号を数式で定義して、信号分析を容易にすることができます。
前述のように、各信号には特定の波形があります。 波の整形は、信号に含まれるコンテンツを変更する場合があります。 とにかく、特定の回路の波を変更するかどうかは設計エンジニアが決定します。 しかし、波の形状を変更するために、さらなる単位で議論されるいくつかのテクニックがあります
電子回路-線形波シャッピング
Signalは、 Wave として呼び出すこともできます。 グラフに表示される場合、すべての波には特定の形状があります。 この形状は、正弦波、正方形、三角形など、さまざまなタイプにすることができます。 期間によって異なるか、期間を無視してランダムな形状をとる場合があります。
波形整形のタイプ
波形整形には主に2つのタイプがあります。 彼らは-
- 線形波形整形
- 非線形波形整形
線形波整形
この線形波形整形では、抵抗、コンデンサ、インダクタなどの線形要素を使用して信号を整形します。 正弦波入力には正弦波出力があるため、線形波形整形を理解するために非正弦波入力がより顕著に使用されます。
- フィルタリング*は、不要な信号を減衰させるか、特定の信号の周波数成分の選択部分を再現するプロセスです。
フィルター
信号を整形するプロセスで、信号の一部が不要であると感じられる場合、フィルター回路を使用してそれらをカットできます。 フィルターは、入力で信号の不要な部分を除去できる回路です。 信号の強度が低下するプロセスは、*減衰*とも呼ばれます。
フィルタリング技術に役立つコンポーネントはほとんどありません。
- Capacitor には、 AC を許可し、 DC をブロックするプロパティがあります。
- インダクタ*には、 *DC を許可するが* ACをブロックする*プロパティがあります。
これらのプロパティを使用して、これら2つのコンポーネントは特に AC または DC をブロックまたは許可するために使用されます。 これらのプロパティに応じてフィルターを設計できます。
私たちは4つの主要なタイプのフィルターを持っています-
- ローパスフィルタ
- ハイパスフィルタ
- バンドパスフィルター
- バンドストップフィルター
これらのタイプのフィルターについて詳しく説明しましょう。
ローパスフィルタ
指定された値を下回る一連の周波数を許可するフィルター回路は、*ローパスフィルター*と呼ばれます。 このフィルターは、より低い周波数を通過させます。 RCとRLを使用したローパスフィルターの回路図を以下に示します。
コンデンサフィルターまたは RC フィルターとインダクタフィルターまたはRLフィルターは両方ともローパスフィルターとして機能します。
- * RCフィルター*-コンデンサがシャントに配置されると、許容されるACが接地されます。 これにより、すべての高周波成分が通過し、出力でDCが可能になります。
- * RLフィルター*-インダクタが直列に配置されているため、出力にDCが許可されます。 インダクタは、出力で許可されていないACをブロックします。
ローパスフィルター（LPF）の記号は次のとおりです。
周波数応答
実際のフィルターの周波数応答は以下に示すとおりであり、電子部品の実際の考慮事項を考慮しない場合の理想的なLPFの周波数応答は次のようになります。
フィルターのカットオフ周波数は、フィルターが信号を減衰（カット）するための臨界周波数$ f _ \ {c} $です。 理想的なフィルターには完全なカットオフがありますが、実用的なフィルターには制限がほとんどありません。
RLCフィルター
RCおよびRLフィルターについて知った後、より良い応答を得るためにこれらの2つの回路を追加するのが良いだろうという考えがあるかもしれません。 次の図は、RLC回路がどのように見えるかを示しています。
入力の信号は、ACをブロックしてDCを許可するインダクタを通過します。 これで、その出力は再びシャントのコンデンサを通過し、信号に存在する残りのAC成分があればそれを接地し、出力でDCが可能になります。 したがって、出力には純粋なDCがあります。 これは、両方よりも優れたローパス回路です。
ハイパスフィルタ
- 指定値を超える*周波数のセットを許可するフィルター回路は、*ハイパスフィルター*と呼ばれます。 このフィルターは、より高い周波数を通過させます。 RCとRLを使用したハイパスフィルターの回路図を以下に示します。
コンデンサフィルターまたは RC フィルターとインダクタフィルターまたは RL フィルターは両方ともハイパスフィルターとして機能します。
RCフィルター
コンデンサは直列に配置されるため、DC成分が遮断され、AC成分が出力されます。 したがって、抵抗の両端の出力に高周波成分が現れます。
RLフィルター
インダクタがシャントに配置されているため、DCを接地できます。 残りのACコンポーネントは、出力に表示されます。 ハイパスフィルター（HPF）の記号は次のとおりです。
周波数応答
実際のフィルターの周波数応答は以下に示すとおりであり、電子部品の実際の考慮事項を考慮しない場合の理想的なHPFの周波数応答は次のようになります。
フィルターのカットオフ周波数は、フィルターが信号を減衰（カット）するための臨界周波数$ f _ \ {c} $です。 理想的なフィルターには完全なカットオフがありますが、実用的なフィルターには制限がほとんどありません。
RLCフィルター
RCおよびRLフィルターについて知った後、より良い応答を得るためにこれらの2つの回路を追加するのが良いだろうという考えがあるかもしれません。 次の図は、RLC回路がどのように見えるかを示しています。
入力の信号は、DCをブロックしてACを許可するコンデンサを通過します。 これで、その出力は再びシャントのインダクタを通過し、信号に存在する残りのDC成分（存在する場合）を接地し、出力でACを可能にします。 したがって、出力には純粋なACがあります。 これは、両方よりも優れたハイパス回路です。
バンドパスフィルター
- 指定された2つの値*の間の周波数のセットを許可するフィルター回路は、*バンドパスフィルター*と呼ばれます。 このフィルターは、周波数帯域を通過させます。
特定の周波数のセットを選択するには、低周波数と高周波数のいくつかを除去する必要があるため、HPFとLPFをカスケードしてBPFを取得する必要があります。 これは、周波数応答曲線を観察しても簡単に理解できます。
バンドパスフィルターの回路図を以下に示します。
上記の回路は、RL回路またはRLC回路を使用して構築することもできます。 上記は、簡単に理解できるように選択されたRC回路です。
バンドパスフィルター（BPF）の記号は次のとおりです。
周波数応答
実際のフィルターの周波数応答は以下のとおりであり、電子部品の実際の考慮事項を考慮しない場合の理想的なBPFの周波数応答は次のようになります。
フィルターのカットオフ周波数は、フィルターが信号を減衰（カット）するための臨界周波数$ f _ \ {c} $です。 理想的なフィルターには完全なカットオフがありますが、実用的なフィルターには制限がほとんどありません。
バンドストップフィルター
指定された2つの値の間*の周波数のセットをブロックまたは減衰するフィルター回路は、*バンドストップフィルター*と呼ばれます。 このフィルターは周波数帯域を拒否するため、 *Band Reject Filter とも呼ばれます。
特定の周波数セットを選択するには、低周波数と高周波数のいくつかを除去する必要があるため、LPFとHPFをカスケード接続してBSFを取得する必要があります。 これは、周波数応答曲線を観察しても簡単に理解できます。
バンドストップフィルターの回路図は以下のとおりです。
上記の回路は、RL回路またはRLC回路を使用して構築することもできます。 上記は、簡単に理解できるように選択されたRC回路です。
バンドストップフィルター（BSF）のシンボルは以下のとおりです。
周波数応答
実際のフィルターの周波数応答は以下に示すとおりであり、電子部品の実際の考慮事項を考慮しない場合の理想的なBSFの周波数応答は次のようになります。
フィルターのカットオフ周波数は、フィルターが信号を減衰（カット）するための臨界周波数$ f _ \ {c} $です。 理想的なフィルターには完全なカットオフがありますが、実用的なフィルターには制限がほとんどありません。
LPFおよびHPFの特殊機能
ローパスおよびハイパスフィルター回路は、多くのアプリケーションで特別な回路として使用されます。 ローパスフィルター（LPF）は Integrator として機能し、ハイパスフィルター（HPF）は Differentiator として機能します。 これらの2つの数学関数は、多くの用途で電子技術者の労力を軽減するこれらの回路でのみ可能です。
積分器としてのローパスフィルター
低周波数では、容量性リアクタンスは無限になる傾向があり、高周波数ではリアクタンスはゼロになります。 したがって、低周波数ではLPFの出力は有限であり、高周波数では出力はゼロになります。これは積分回路と同じです。 したがって、ローパスフィルターは*積分器*として機能していると言えます。
LPFが積分器として振る舞うために
\ tau \ gg T
ここで、$ \ tau = RC $は回路の時定数
その場合、Cの電圧変動は非常に小さくなります。
V _ \ {i} = iR + \ frac \ {1} \ {C} \ int i \：dt
V _ \ {i} \ cong iR
\：\：\ frac \ {1} \ {C}から\ int i \：dt \ ll iR
i = \ frac \ {V _ \ {i}} \ {R}
以降：V _ \ {0} = \ frac \ {1} \ {C} \ int i dt = \ frac \ {1} \ {RC} \ int V _ \ {i} dt = \ frac \ {1} \ {\ tau} \ int V _ \ {i} dt
Output \ propto \ int input
したがって、大きな時定数を持つLPFは、入力の積分に比例する出力を生成します。
周波数応答
インテグレーターとして機能する場合の実用的なローパスフィルターの周波数応答は以下のとおりです。
出力波形
積分回路に正弦波入力が与えられると、出力は余弦波になります。 入力が方形波の場合、出力波形はその形状を変更し、下図のように表示されます。
微分器としてのハイパスフィルター
低周波数では微分器の出力はゼロですが、高周波数ではその出力は有限値です。 これは、微分器の場合と同じです。 したがって、ハイパスフィルターは微分器として動作すると言われています。
RC HPFの時定数が入力信号の期間よりも非常に小さい場合、回路は微分器として動作します。 次に、Rでの電圧降下は、Cでの電圧降下と比較して非常に小さくなります。
V _ \ {i} = \ frac \ {1} \ {C} \ int i \：dt + iR
しかし、$ iR = V _ \ {0} $は小さい
V _ \ {i} = \ frac \ {1} \ {C} \ int i \：dt $$以降
i = \ frac \ {V _ \ {0}} \ {R}
\から：V _ \ {i} = \ frac \ {1} \ {\ tau} \ int V _ \ {0} \：dt
ここで、$ \ tau = RC $は回路の時定数です。
両側を区別し、
\ frac \ {dV _ \ {i}} \ {dt} = \ frac \ {V_0} \ {\ tau}
V _ \ {0} = \ tau \ frac \ {dV _ \ {i}} \ {dt}
\\ V _ \ {0} \ propto \ frac \ {dV _ \ {i}} \ {dt} 以降
出力は、入力信号の微分に比例します。
周波数応答
微分器として機能する場合の実用的なハイパスフィルターの周波数応答は以下のとおりです。
出力波形
微分回路に正弦波入力が与えられると、出力は余弦波になります。 入力が方形波の場合、出力波形はその形状を変更し、下図のように表示されます。
これらの2つの回路は、主にさまざまな電子アプリケーションで使用されます。 微分回路は、印加される入力が着実に変化する傾向がある場合、一定の出力電圧を生成します。 積分回路は、印加される入力電圧が一定の場合に、安定して変化する出力電圧を生成します。
非線形波動シャッピング
抵抗器とともに、*ダイオード*のような非線形要素は、必要な変更された出力を得るために非線形波形整形回路で使用されます。 波の形状が減衰されるか、波のDCレベルが非線形波整形で変更されます。
非線形要素を使用して、正弦波入力から非正弦波出力波形を生成するプロセスは、*非線形波形整形*と呼ばれます。
クリッパー回路
クリッパー回路は、指定された入力波の一部を「拒否」し、残りの部分を「許可」する回路です。 決定されたカットオフ電圧より上または下の波の部分は、クリップオフまたはカットオフされます。
クリッピング回路は、抵抗やダイオードなどの線形および非線形要素で構成されていますが、コンデンサなどのエネルギー貯蔵要素では構成されていません。 これらのクリッピング回路には、利点があるため多くの用途があります。
- クリッピング回路の主な利点は、振幅に存在する不要なノイズを除去することです。
- これらは、クリッピングによって正弦波を方形波に変換できるため、方形波コンバーターとして機能します。
- 希望波の振幅を一定レベルに維持できます。
ダイオードクリッパーの中で、2つの主なタイプは*ポジティブ*と*ネガティブクリッパー*です。 次の2つの章では、これら2種類のクリッパーについて説明します。
電子回路-ポジティブクリッパー回路
入力信号の正の部分を減衰させるためのClipper回路は、 Positive Clipper と呼ばれます。 正のダイオードクリッパー回路には、次のタイプがあります-
- ポジティブシリーズクリッパー
- 正の$ V _ \ {r} $（基準電圧）の正のシリーズクリッパー
- 負の$ V _ \ {r} $の正のシリーズクリッパー
- ポジティブシャントクリッパー
- 正の$ V _ \ {r} $を持つ正のシャントクリッパー
- 負の$ V _ \ {r} $の正のシャントクリッパー
これらの各タイプについて詳しく説明します。
ポジティブシリーズクリッパー
ダイオードが入力信号に直列に接続され、波形の正の部分を減衰させるClipper回路は、 Positive Series Clipper と呼ばれます。 次の図は、ポジティブシリーズクリッパーの回路図を表しています。
入力の正のサイクル-入力電圧が印加されると、入力の正のサイクルにより、回路の点Aが点Bに対して正になります。 これにより、ダイオードに逆バイアスがかかるため、オープンスイッチのように動作します。 したがって、電流が流れないため、負荷抵抗の両端の電圧はゼロになり、したがって$ V _ \ {0} $はゼロになります。
入力の負のサイクル-入力の負のサイクルは、回路内のポイントAをポイントBに対して負にします。 これにより、ダイオードは順方向にバイアスされるため、閉じたスイッチのように導通します。 したがって、負荷抵抗の両端の電圧は、出力$ V _ \ {0} $に完全に現れるため、印加された入力電圧と等しくなります。
波形
上の図で、波形が観察される場合、正のピークの一部のみがクリップされていることがわかります。 これは、V0の両端の電圧が原因です。 しかし、理想的な出力はそうすることを意図していませんでした。 次の図を見てみましょう。
理想的な出力とは異なり、ダイオードの伝導電圧は0.7vであるため、実際の出力には正のサイクルのビット部分が存在します。 したがって、実際の出力波形と理想的な出力波形には違いがあります。
正の$ V _ \ {r} $を持つ正のシリーズクリッパー
ダイオードが入力信号に直列に接続され、正の基準電圧$ V _ \ {r} $でバイアスされ、波形の正の部分を減衰するClipper回路は、正の$ V_ \を持つ正の直列クリッパーと呼ばれます。 {r} $ *。 次の図は、印加される基準電圧が正の場合の正の直列クリッパーの回路図を表しています。
Positive Series Clipper with Positive VR
入力の正のサイクル中、ダイオードは逆バイアスされ、出力に基準電圧が現れます。 負のサイクルの間、ダイオードは順方向にバイアスされ、閉じたスイッチのように導通します。 したがって、出力波形は上の図のように表示されます。
負の$ V _ \ {r} $の正のシリーズクリッパー
ダイオードが入力信号に直列に接続され、負の基準電圧$ V _ \ {r} $でバイアスされ、波形の正の部分を減衰するClipper回路は、負の$ V_ \を持つ正の直列クリッパーと呼ばれます。 {r} $ *。 次の図は、適用される基準電圧が負の場合の正の直列クリッパーの回路図を表しています。
入力の正のサイクル中、ダイオードは逆バイアスされ、出力に基準電圧が現れます。 基準電圧が負なので、一定の振幅を持つ同じ電圧が表示されます。 負のサイクルの間、ダイオードは順方向にバイアスされ、閉じたスイッチのように導通します。 したがって、基準電圧よりも大きい入力信号が出力に現れます。
ポジティブシャントクリッパー
ダイオードがシャントで入力信号に接続され、波形の正の部分を減衰させるClipper回路は、 Positive Shunt Clipper と呼ばれます。 次の図は、ポジティブシャントクリッパーの回路図を表しています。
入力の正のサイクル-入力電圧が印加されると、入力の正のサイクルにより、回路の点Aが点Bに対して正になります。 これにより、ダイオードは順方向にバイアスされるため、閉じたスイッチのように導通します。 したがって、電流が流れないため、負荷抵抗の両端の電圧はゼロになり、したがって$ V _ \ {0} $はゼロになります。
入力の負のサイクル-入力の負のサイクルは、回路内のポイントAをポイントBに対して負にします。 これにより、ダイオードに逆バイアスがかかるため、オープンスイッチのように動作します。 したがって、負荷抵抗の両端の電圧は、出力$ V _ \ {0} $に完全に現れるため、印加された入力電圧と等しくなります。
波形
上の図で、波形が観察される場合、正のピークの一部のみがクリップされていることがわかります。 これは、$ V _ \ {0} $の電圧によるものです。 しかし、理想的な出力はそうすることを意図していませんでした。 次の図を見てみましょう。
理想的な出力とは異なり、ダイオードの伝導電圧は0.7vであるため、実際の出力には正のサイクルのビット部分が存在します。 したがって、実際の出力波形と理想的な出力波形には違いがあります。
正の$ V _ \ {r} $を持つ正のシャントクリッパー
ダイオードがシャントで入力信号に接続され、正の基準電圧$ V _ \ {r} $でバイアスされ、波形の正の部分を減衰させるClipper回路は、正のシャントクリッパー $ V_と呼ばれます。 \ {r} $。 次の図は、印加される基準電圧が正の場合の正シャントクリッパーの回路図を示しています。
入力の正のサイクル中、ダイオードは順方向にバイアスされ、基準電圧のみが出力に現れます。 負のサイクル中、ダイオードは逆バイアスになり、オープンスイッチとして動作します。 入力全体が出力に表示されます。 したがって、出力波形は上の図のように表示されます。
負の$ V _ \ {r} $の正のシャントクリッパー
ダイオードがシャントで入力信号に接続され、負の基準電圧$ V _ \ {r} $でバイアスされ、波形の正の部分を減衰するClipper回路は、負の正のシャントクリッパー $ V_と呼ばれます。 \ {r} $。
次の図は、印加される基準電圧が負の場合の正のシャントクリッパーの回路図を示しています。
入力の正のサイクル中、ダイオードは順方向にバイアスされ、出力に基準電圧が現れます。 基準電圧が負なので、一定の振幅を持つ同じ電圧が表示されます。 負のサイクル中、ダイオードは逆バイアスになり、オープンスイッチとして動作します。 したがって、基準電圧よりも大きい入力信号が出力に現れます。
電子回路-負のクリッパー回路
入力信号の負の部分を減衰させるためのClipper回路は、 Negative Clipper と呼ばれます。 負のダイオードクリッパー回路には、次のタイプがあります。
- ネガシリーズクリッパー
- 正の$ V _ \ {r} $（基準電圧）の負のシリーズクリッパー
- 負の$ V _ \ {r} $を持つ負のシリーズクリッパー
- 負のシャントクリッパー
- 正の$ V _ \ {r} $の負のシャントクリッパー
- 負の$ V _ \ {r} $を持つ負のシャントクリッパー
これらの各タイプについて詳しく説明します。
ネガシリーズクリッパー
ダイオードが入力信号に直列に接続され、波形の負の部分を減衰させるClipper回路は、 Negative Series Clipper と呼ばれます。 次の図は、ネガティブシリーズクリッパーの回路図を表しています。
入力の正のサイクル-入力電圧が印加されると、入力の正のサイクルにより、回路の点Aが点Bに対して正になります。 これにより、ダイオードが順方向にバイアスされるため、閉じたスイッチのように機能します。 したがって、入力電圧は負荷抵抗の両端に完全に現れ、出力$ V _ \ {0} $を生成します。
入力の負のサイクル-入力の負のサイクルは、回路内のポイントAをポイントBに対して負にします。 これにより、ダイオードが逆バイアスされるため、スイッチが開いたように動作します。 したがって、負荷抵抗の両端の電圧はゼロになり、$ V _ \ {0} $がゼロになります。
波形
上の図で、波形が観察される場合、負のピークの一部のみがクリップされていることがわかります。 これは、$ V _ \ {0} $の電圧によるものです。 しかし、理想的な出力はそうすることを意図していませんでした。 次の図を見てみましょう。
理想的な出力とは異なり、0.7vのダイオード導通電圧のため、実際の出力には負のサイクルのビット部分が存在します。 したがって、実際の出力波形と理想的な出力波形には違いがあります。
正の$ V _ \ {r} $を持つ負のシリーズクリッパー
ダイオードが入力信号に直列に接続され、正の基準電圧$ V _ \ {r} $でバイアスされ、波形の負の部分を減衰させるClipper回路は、 Negative Series Clipper with positive $ V_と呼ばれます。 \ {r} $。 次の図は、適用される基準電圧が正の場合の負の直列クリッパーの回路図を表しています。
入力の正のサイクル中、アノード電圧値がダイオードのカソード電圧値を超えた場合にのみ、ダイオードが導通を開始します。 カソード電圧は印加された基準電圧に等しいため、出力は図のようになります。
負の$ V _ \ {r} $を持つ負のシリーズクリッパー
ダイオードが入力信号に直列に接続され、負の基準電圧$ V _ \ {r} $でバイアスされ、波形の負の部分を減衰させるClipper回路は、負の直列クリッパー $ V_と呼ばれます。 \ {r} $。 次の図は、適用される基準電圧が負の場合の負の直列クリッパーの回路図を表しています。
入力の正のサイクル中、ダイオードは順方向にバイアスされ、入力信号が出力に現れます。 負のサイクル中、ダイオードは逆バイアスになり、導通しません。 しかし、負の基準電圧が出力に現れます。 したがって、出力波形の負のサイクルは、この基準レベルの後にクリップされます。
負のシャントクリッパー
ダイオードがシャントで入力信号に接続され、波形の負の部分を減衰させるクリッパー回路は、負のシャントクリッパーと呼ばれます。 次の図は、*ネガティブシャントクリッパー*の回路図を表しています。
入力の正のサイクル-入力電圧が印加されると、入力の正のサイクルにより、回路の点Aが点Bに対して正になります。 これにより、ダイオードに逆バイアスがかかるため、オープンスイッチのように動作します。 したがって、負荷抵抗の両端の電圧は、出力$ V _ \ {0} $に完全に現れるため、印加された入力電圧と等しくなります。
入力の負のサイクル-入力の負のサイクルは、回路内のポイントAをポイントBに対して負にします。 これにより、ダイオードは順方向にバイアスされるため、閉じたスイッチのように導通します。 したがって、電流が流れないため、負荷抵抗の両端の電圧はゼロになります。
波形
上記の図で、波形が観察される場合、負のピークの一部だけがクリップされていることがわかります。 これは、$ V _ \ {0} $の電圧によるものです。 しかし、理想的な出力はそうすることを意図していませんでした。 次の図を見てみましょう。
理想的な出力とは異なり、0.7vのダイオード導通電圧のため、実際の出力には負のサイクルのビット部分が存在します。 したがって、実際の出力波形と理想的な出力波形には違いがあります。
正の$ V _ \ {r} $の負のシャントクリッパー
ダイオードがシャントで入力信号に接続され、正の基準電圧$ V _ \ {r} $でバイアスされ、波形の負の部分を減衰させるClipper回路は、正の$ V_ \を持つ負のシャントクリッパーと呼ばれます。 {r} $ *。 次の図は、適用される基準電圧が正の場合の負のシャントクリッパーの回路図を表しています。
入力の正のサイクル中、ダイオードは逆バイアスになり、開いたスイッチとして動作します。 そのため、入力電圧のすべてが、印加された基準電圧よりも大きく、出力に現れます。 基準電圧レベル以下の信号はクリップされます。
負の半サイクルの間、ダイオードが順方向にバイアスされ、ループが完了すると、出力は存在しません。
負の$ V _ \ {r} $を持つ負のシャントクリッパー
ダイオードがシャントで入力信号に接続され、負の基準電圧$ V _ \ {r} $でバイアスされ、波形の負の部分を減衰するClipper回路は、負のシャントクリッパー $ V_と呼ばれます。 \ {r} $。 次の図は、適用される基準電圧が負の場合の負のシャントクリッパーの回路図を表しています。
入力の正のサイクル中、ダイオードは逆バイアスになり、開いたスイッチとして動作します。 したがって、入力電圧全体が出力$ V _ \ {o} $に表示されます。 負の半サイクルの間、ダイオードは順方向にバイアスされます。 基準電圧までの負電圧は出力に到達し、残りの信号はクリップオフされます。
双方向クリッパー
これは、基準電圧$ V _ \ {r} $の正および負のクリッパーです。 入力電圧は、2つの基準電圧を使用して、入力波形の正と負の両方向にクリップされます。 このため、2つの基準電圧$ V _ \ {r1} $および$ V _ \ {r2} $とともに2つのダイオード$ D _ \ {1} $および$ D _ \ {2} $が回路に接続されています。
この回路は、 Combinational Clipper 回路とも呼ばれます。 下の図は、双方向または組み合わせクリッパー回路の回路配置とその出力波形を示しています。
入力信号の正の半分の間、ダイオード$ D _ \ {1} $が導通し、基準電圧$ V _ \ {r1} $が出力に現れます。 入力信号の負の半分の間、ダイオード$ D _ \ {2} $が導通し、基準電圧$ V _ \ {r1} $が出力に現れます。 したがって、両方のダイオードが交互に導通して、両方のサイクル中に出力をクリップします。 出力は負荷抵抗器を通過します。
これで、主要なクリッパー回路が完成しました。 次の章のクランパー回路に進みましょう。
電子回路-クランパー回路
Clamper Circuitは、DCレベルをAC信号に追加する回路です。 実際には、クランプ回路を使用して、信号の正および負のピークを所望のレベルに配置できます。 DCレベルがシフトすると、クランパー回路は*レベルシフター*と呼ばれます。
クランパー回路は、コンデンサーなどのエネルギー貯蔵要素で構成されています。 シンプルなクランパー回路は、コンデンサ、ダイオード、抵抗器、および必要に応じてDCバッテリーで構成されます。
クランパー回路
クランパー回路は、適用される信号の実際の外観を変更せずに、波形を目的のDCレベルにシフトするダイオード、抵抗、およびコンデンサで構成される回路として定義できます。
波形の期間を維持するには、 tau を期間の半分より大きくする必要があります（コンデンサの放電時間は遅くする必要があります）。
\ tau = Rc
どこで
- Rは使用される抵抗の抵抗です
- Cは使用されるコンデンサの静電容量です
コンデンサの充電と放電の時定数によって、クランパー回路の出力が決まります。
- クランパー回路では、入力信号に対して出力波形で上下の垂直シフトが発生します。
- 負荷抵抗とコンデンサは波形に影響します。 そのため、コンデンサの放電時間は十分に長くする必要があります。
コンデンサ結合ネットワークが使用されると、入力に存在するDC成分は除去されます（コンデンサがDCをブロックするため）。 したがって、 dc を*復元*する必要がある場合、クランプ回路が使用されます。
クランパーの種類
次のようなクランパー回路にはいくつかのタイプがあります。
- ポジティブクランパー
- 正の$ V_r $を持つ正のクランパー
- 負の$ V_r $を持つ正のクランパー
- ネガティブクランパー
- 正の$ V _ \ {r} $を持つ負のクランパー
- 負の$ V _ \ {r} $を持つ負のクランパー
それらについて詳しく見ていきましょう。
ポジティブクランパー回路
クランプ回路はDCレベルを復元します。 信号の負のピークがゼロレベルより上に上がると、信号は「正にクランプされた」と言われます。
ポジティブクランパー回路は、ダイオード、抵抗、コンデンサで構成され、出力信号を入力信号の正の部分にシフトします。 以下の図は、ポジティブクランパー回路の構成を説明しています。
最初に入力が与えられたとき、コンデンサはまだ充電されておらず、ダイオードは逆バイアスされています。 この時点では、出力は考慮されません。 負の半サイクル中、ピーク値で、コンデンサは一方のプレートで負に、もう一方のプレートで正に充電されます。 これで、コンデンサはピーク値$ V _ \ {m} $に充電されます。 ダイオードは順方向にバイアスされ、大きく導通します。
次の正の半サイクル中に、コンデンサは正のVmに充電され、ダイオードは逆バイアスされて開回路になります。 この時点での回路の出力は
V _ \ {0} = V _ \ {i} + V _ \ {m}
したがって、信号は上図に示すように正にクランプされます。 出力信号は入力の変化に応じて変化しますが、入力電圧が加わると、コンデンサの電荷に応じてレベルがシフトします。
正のV〜r〜を持つ正のクランパー
正の基準電圧でバイアスされている場合、正のクランパー回路は、その電圧が出力に追加され、クランプレベルを上げます。 これを使用して、正の基準電圧を持つ正のクランパーの回路は以下のように構築されます。
正の半サイクル中、出力のダイオードを介して基準電圧が印加され、入力電圧が増加すると、ダイオードのカソード電圧がアノード電圧に対して増加するため、導通が停止します。 負の半サイクルの間、ダイオードは順方向にバイアスされ、導通し始めます。 コンデンサ両端の電圧と基準電圧が一緒になって出力電圧レベルを維持します。
負の$ V _ \ {r} $の正のクランパー
正のクランパー回路は、負の基準電圧でバイアスされている場合、その電圧が出力に追加され、クランプレベルが上昇します。 これを使用して、正の基準電圧を持つ正のクランパーの回路は以下のように構築されます。
正の半サイクルの間、コンデンサの両端の電圧と基準電圧が一緒になって出力電圧レベルを維持します。 負の半サイクルの間、カソード電圧がアノード電圧より低くなると、ダイオードが導通します。 これらの変更により、出力電圧は上図のようになります。
ネガティブクランパー
ネガティブクランパー回路は、ダイオード、抵抗、コンデンサで構成され、出力信号を入力信号の負の部分にシフトする回路です。 次の図は、負のクランパー回路の構成を説明しています。
正の半サイクル中に、コンデンサはピーク値$ v _ \ {m} $に充電されます。 ダイオードは順方向にバイアスされ、導通します。 負の半サイクル中、ダイオードは逆バイアスになり、開回路になります。 この時点での回路の出力は
V _ \ {0} = V _ \ {i} + V _ \ {m}
したがって、上図に示すように、信号は負にクランプされます。 出力信号は入力の変化に応じて変化しますが、入力電圧が加わると、コンデンサの電荷に応じてレベルがシフトします。
正のV〜r〜を持つ負のクランパー
負のクランパー回路は、正の基準電圧でバイアスされている場合、その電圧が出力に追加され、クランプレベルが上昇します。 これを使用して、正の基準電圧を持つ負のクランパーの回路は以下のように構築されます。
出力電圧は負にクランプされますが、印加された基準電圧が正であるため、出力波形の一部が正レベルに上昇します。 正の半サイクルの間、ダイオードは導通しますが、出力は印加された正の基準電圧に等しくなります。 負の半サイクルの間、ダイオードは開回路として機能し、コンデンサ両端の電圧が出力を形成します。
ネガティブV〜r〜のネガティブクランパー
負の基準電圧でバイアスされている場合、負のクランパー回路は、その電圧が出力に追加され、クランプされたレベルを上げます。 これを使用して、負の基準電圧を持つ負のクランパーの回路は以下のように構築されます。
ダイオードのカソードは、ゼロとアノード電圧より低い負の基準電圧に接続されています。 したがって、ダイオードは、ゼロ電圧レベルの前の正の半サイクル中に導通を開始します。 負の半サイクルの間、コンデンサの両端の電圧が出力に現れます。 したがって、波形は負の部分にクランプされます。
アプリケーション
クリッパーとクランパーの両方に多くのアプリケーションがあります。
バリカン
- 波形の生成と整形に使用
- スパイクから回路を保護するために使用
- 振幅復元器に使用
- 電圧リミッターとして使用
- テレビ回線で使用される
- FMトランスミッターで使用
クランパー
- 直流復元器として使用
- 歪みを除去するために使用
- 電圧マルチプライヤとして使用
- アンプの保護に使用
- テスト機器として使用
- ベースラインスタビライザーとして使用
リミッターと電圧乗算器
クリッパーやクランパーなどの波形整形回路とともに、ダイオードを使用して、リミッターや電圧マルチプライヤなどの他の回路を構築します。これについては、この章で説明します。 ダイオードには、整流器として知られる別の重要なアプリケーションもあります。これについては後で説明します。
リミッター
これらのクリッパーとクランパーを通過するときによく遭遇する別の名前は、リミッター回路です。 *リミッター*回路は、出力電圧が所定の値を超えないように制限する回路として理解できます。
これは多かれ少なかれ、指定された信号の値を超えることを許可しないクリッパー回路です。 実際には、クリッピングは制限の極端な範囲と呼ぶことができます。 したがって、制限はスムーズなクリッピングとして理解できます。
次の画像は、リミッター回路のいくつかの例を示しています-
リミッター回路の性能は、その伝達特性曲線から理解できます。 このような曲線の例は次のとおりです。
下限と上限は、リミッターの特性を示すグラフで指定されています。 このようなグラフの出力電圧は次のように理解できます。
V _ \ {0} = L _ \ {-}、KV _ \ {i}、L _ \ {+}
どこで
L _ \ {-} = V _ \ {i} \ leq \ frac \ {L _ \ {-}} \ {k}
$$ KV _ \ {i} = \ frac \ {L _ \ {-}} \ {k} <V _ \ {i}
L _ \ {+} = V _ \ {i} \ geq \ frac \ {L _ \ {+}} \ {K}
リミッターの種類
次のようなリミッターにはいくつかの種類があります
- ユニポーラリミッター-この回路は信号を一方向に制限します。
- Bipolar Limiter -この回路は、2つの方法で信号を制限します。
- ソフトリミッター-入力がわずかに変化しても、この回路では出力が変化する場合があります。
- ハードリミッター-出力は入力信号の変化に応じて簡単には変化しません。
- シングルリミッター-この回路は1つのダイオードを使用して制限します。
- ダブルリミッター-この回路は、制限用に2つのダイオードを使用しています。
電圧増倍器
場合によっては電圧を増倍する必要があるアプリケーションがあります。 これは、ダイオードとコンデンサを使用した簡単な回路の助けを借りて簡単に行うことができます。 電圧を2倍にすると、このような回路は電圧ダブラーと呼ばれます。 これを拡張して、Voltage TriplerまたはVoltage Quadruplerなどを作成し、高いDC電圧を取得できます。
理解を深めるために、電圧を2倍する回路を考えてみましょう。 この回路は Voltage Doubler と呼ばれます。 次の図は、倍電圧器の回路を示しています。
印加される入力電圧は、下図に示すように正弦波の形のAC信号です。
ワーキング
電圧逓倍回路は、入力信号の各半サイクルを分析することで理解できます。 サイクルごとに、ダイオードとコンデンサが異なる方法で動作します。 これを理解してみましょう。
最初の正の半サイクル中-入力信号が印加されると、コンデンサ$ C _ \ {1} $が充電され、ダイオード$ D _ \ {1} $が順方向にバイアスされます。 ダイオード$ D _ \ {2} $は逆バイアスされ、コンデンサ$ C _ \ {2} $は充電されません。 これにより、出力$ V _ \ {0} $が$ V _ \ {m} $になります
これは次の図から理解できます。
したがって、0〜$ \ pi $の間、生成される出力電圧は$ V _ \ {max} $になります。 コンデンサ$ C _ \ {1} $は順方向バイアスされたダイオード$ D _ \ {1} $を介して充電されて出力されますが、$ C _ \ {2} $は充電されません。 この電圧は出力に現れます。
負の半サイクル中-その後、負の半サイクルに達すると、ダイオード$ D _ \ {1} $は逆バイアスになり、ダイオード$ D _ \ {2} $は順バイアスになります。 ダイオード$ D _ \ {2} $は、このプロセス中に充電されるコンデンサ$ C _ \ {2} $を介して電荷を取得します。 次に、電流がコンデンサ$ C _ \ {1} $を流れ、放電します。 次の図から理解できます。
したがって、$ \ pi $〜$ 2 \ pi $の間、コンデンサ$ C _ \ {2} $の電圧は$ V _ \ {max} $になります。 完全に充電されたコンデンサ$ C _ \ {1} $は放電する傾向があります。 これで、両方のコンデンサからの電圧が一緒に出力に表示されます。これは$ 2V _ \ {max} $です。 したがって、このサイクル中の出力電圧$ V _ \ {0} $は$ 2V _ \ {max} $です
次の正の半サイクル中-コンデンサ$ C _ \ {1} $は電源から充電され、ダイオード$ D _ \ {1} $は順方向にバイアスされます。 コンデンサ$ C _ \ {2} $は放電する方法を見つけられないため、電荷を保持し、ダイオード$ D _ \ {2} $は逆バイアスになります。 さて、このサイクルの出力電圧$ V _ \ {0} $は、出力に一緒に現れる両方のコンデンサから電圧を取得します。これは$ 2V _ \ {max} $です。
次の負の半サイクル中-次の負の半サイクルでは、コンデンサ$ C _ \ {1} $が再びフル充電から放電し、ダイオード$ D _ \ {1} $が逆バイアスになり、$ D _ \ {2 } $フォワードとコンデンサ$ C _ \ {2} $をさらに充電して、電圧を維持します。 さて、このサイクルの出力電圧$ V _ \ {0} $は、出力に一緒に現れる両方のコンデンサから電圧を取得します。これは$ 2V _ \ {max} $です。
したがって、出力電圧$ V _ \ {0} $は、その動作全体で$ 2V _ \ {max} $に維持され、回路が電圧ダブラーになります。
高い電圧が必要な場合、電圧マルチプライヤが主に使用されます。 たとえば、ブラウン管やコンピューターのディスプレイ。
分圧器
ダイオードを使用して電圧を増倍しますが、直列抵抗のセットを小さなネットワークにして、電圧を分割することができます。 このようなネットワークは Voltage Divider ネットワークと呼ばれます。
分圧器は、大きな電圧を小さな電圧に変える回路です。 これは、直列に接続された抵抗を使用して行われます。 出力は入力の一部になります。 出力電圧は、駆動する負荷の抵抗に依存します。
分圧回路の仕組みを理解してみましょう。 以下の図は、単純な分圧器ネットワークの例です。
出力電圧の式を作成しようとすると、
V _ \ {i} = i \ left（R _ \ {1} + R _ \ {2} \ right）
i = \ frac \ {V-\ {i}} \ {\ left（R _ \ {1} + R _ \ {2} \ right）}
V _ \ {0} = i \：R _ \ {2} \ rightarrow \：i \：= \ frac \ {V _ \ {0}} \ {R _ \ {2}}
両方を比較して、
\ frac \ {V _ \ {0}} \ {R _ \ {2}} = \ frac \ {V _ \ {i}} \ {\ left（R_1 + R _ \ {2} \ right）}
V _ \ {0} = \ frac \ {V _ \ {i}} \ {\ left（R_1 + R _ \ {2} \ right）} R _ \ {2}
これは、出力電圧の値を取得する式です。 したがって、出力電圧は、ネットワーク内の抵抗器の抵抗値に応じて分割されます。 抵抗を追加して、異なる出力電圧の異なる部分を持たせます。
分圧器についてさらに理解するために、問題の例を考えてみましょう。
例
2つの直列抵抗2kΩと5kΩで10vの入力電圧を持つネットワークの出力電圧を計算します。
出力電圧$ V _ \ {0} $は次の式で与えられます
V _ \ {0} = \ frac \ {V _ \ {i}} \ {\ left（R_1 + R _ \ {2} \ right）} R _ \ {2}
= \ frac \ {10} \ {\ left（2 + 5 \ right）k \ Omega} 5k \ Omega
= \ frac \ {10} \ {7} \ times 5 = \ frac \ {50} \ {7}
= 7.142v
上記の問題の出力電圧$ V_0 $は7.14vです
電子回路-スイッチとしてのダイオード
ダイオードは、さまざまなアプリケーションで使用できる2端子PN接合です。 そのようなアプリケーションの1つは、電気スイッチです。 PN接合は、順方向にバイアスがかかっている場合は閉回路として機能し、逆方向にバイアスされている場合は開回路として機能します。 したがって、順方向と逆方向のバイアス状態の変化により、ダイオードはスイッチとして機能し、 forward は ON で、 reverse は OFF 状態になります。
メカニカルスイッチ上の電気スイッチ
次の理由により、電気スイッチは機械式スイッチよりも好ましい選択肢です-
- 機械的なスイッチは金属の酸化を受けやすいのに対し、電気的なスイッチは酸化しません。
- メカニカルスイッチには可動接点があります。
- それらは、電気スイッチよりもストレスとひずみを受けやすい傾向があります。
- 機械的スイッチの摩耗や破れは、しばしばその動作に影響を与えます。
したがって、電気スイッチは機械スイッチよりも便利です。
スイッチとしてのダイオードの働き
指定された電圧を超えると、ダイオードの抵抗が増加し、ダイオードに逆バイアスがかかり、オープンスイッチとして機能します。 印加された電圧が基準電圧を下回ると、ダイオードの抵抗が減少し、ダイオードが順方向にバイアスされ、閉じたスイッチとして機能します。
次の回路は、スイッチとして機能するダイオードを説明しています。
スイッチングダイオードは、P領域が低濃度にドープされ、N領域が高濃度にドープされたPN接合を備えています。 上記の回路は、正電圧がダイオードを順方向にバイアスするとダイオードがオンになり、負電圧がダイオードを逆方向にバイアスするとダイオードがオフになることを表しています。
リンギング
それまで順方向電流が流れると、突然の逆電圧で、すぐにスイッチがオフになるのではなく、インスタンスに逆電流が流れます。 漏れ電流が大きいほど、損失が大きくなります。 ダイオードに突然逆バイアスがかかった場合の逆電流の流れにより、 RINGING と呼ばれる振動がわずかに発生することがあります。
このリンギング状態は損失であるため、最小限に抑える必要があります。 これを行うには、ダイオードのスイッチング時間を理解する必要があります。
ダイオードのスイッチング時間
バイアス条件を変更している間、ダイオードは*過渡応答*を受けます。 平衡位置からの突然の変化に対するシステムの応答は、過渡応答と呼ばれます。
順方向から逆方向へ、および逆方向から順方向バイアスへの突然の変化は、回路に影響します。 このような突然の変化に対応するのにかかる時間は、電気スイッチの有効性を定義する重要な基準です。
- ダイオードがその定常状態を回復するまでにかかる時間は、*回復時間*と呼ばれます。
- ダイオードが逆バイアス状態から順バイアス状態に切り替えるためにかかる時間間隔は、* Forward Recovery Time。（$ t _ \ {fr} $）*と呼ばれます。
- ダイオードが順方向バイアス状態から逆方向バイアス状態に切り替えるのにかかる時間間隔は、逆回復時間と呼ばれます。 （$ t _ \ {fr} $）
これをより明確に理解するために、スイッチングPNダイオードに電圧が印加されるとどうなるかを分析してみましょう。
キャリア濃度
少数電荷キャリア濃度は、ジャンクションから離れて見たときに指数関数的に減少します。 順バイアス状態のため、電圧が印加されると、片側の多数キャリアが反対側に移動します。 彼らは反対側の少数キャリアになります。 この濃度は、ジャンクションでより多くなります。
たとえば、N型を考慮すると、順方向バイアスを適用した後にN型に入る過剰な正孔が、すでに存在するN型材料の少数キャリアに追加されます。
いくつかの表記法について考えてみましょう。
- Pタイプ（ホール）の多数キャリア= $ P _ \ {po} $
- N型（電子）の多数キャリア= $ N _ \ {no} $
- P型の少数キャリア（電子）= $ N _ \ {po} $
- N型の多数キャリア（穴）= $ P _ \ {no} $
順方向バイアス状態-少数キャリアはジャンクションに近く、ジャンクションからそれほど遠くありません。 以下のグラフはこれを説明しています。
Pタイプでの少数キャリアの超過料金= $ P_n-P _ \ {no} $と$ p _ \ {no} $（定常状態値）
Nタイプの過剰少数キャリア料金= $ N _ \ {po} $（定常状態値）を含む$ N_p-N _ \ {po} $
逆バイアス状態-大部分のキャリアはジャンクションに電流を流さないため、現在の状態に参加しません。 スイッチングダイオードは、逆方向のインスタンスに対して短絡として動作します。
少数キャリアはジャンクションを通過し、電流を伝導します。これは*逆飽和電流*と呼ばれます。 次のグラフは、逆バイアス時の状態を表しています。
上図では、点線は平衡値を表し、実線は実際の値を表します。 少数キャリアによる電流は導通するのに十分な大きさなので、この過剰な電荷が除去されるまで回路はオンになります。
ダイオードが順バイアスから逆バイアスに変化するのに必要な時間は、*逆回復時間（$ t _ \ {rr} $）*と呼ばれます。 次のグラフは、ダイオードのスイッチング時間を詳細に説明しています。
上の図から、ダイオード電流のグラフを考えてみましょう。
$ t _ \ {1} $で、ダイオードは突然オン状態からオフ状態になります。ストレージ時間と呼ばれます。 *保存時間*は、過剰な少数キャリア料金を削除するために必要な時間です。 NタイプからPタイプの材料に流れる負の電流は、ストレージ時間中にかなりの量になります。 この負の電流は、
-I_R = \ frac \ {-V _ \ {R}} \ {R}
次の期間は transition time ”（$ t_2 $から$ t_3 $）です
遷移時間は、ダイオードが完全に開回路状態になるまでにかかる時間です。 $ t_3 $後、ダイオードは定常状態の逆バイアス状態になります。 $ t_1 $ダイオードが定常状態の順方向バイアス状態になる前。
したがって、完全に開回路状態になるまでにかかる時間は
Reverse \：\：recovery \：\：time \ left（t _ \ {rr} \ right）= Storage \：\：time \ left（T _ \ {s} \ right）+ Transition \：\：time \左（T _ \ {t} \ right）
一方、OFFからON状態になるには、 Forward recovery time と呼ばれる時間がかかりません。 逆回復時間は、順回復時間よりも長くなります。 この逆回復時間が短くなると、ダイオードはより良いスイッチとして機能します。
定義
議論した期間の定義を見ていきましょう。
- 保存時間-逆バイアス状態でもダイオードが導通状態を維持する期間は、*保存時間*と呼ばれます。
- 移行時間-非導通の状態に戻るまでに経過した時間、つまり 定常状態の逆バイアスは、*遷移時間*と呼ばれます。
- 逆回復時間-ダイオードが順バイアスから逆バイアスに変化するのに必要な時間を*逆回復時間*と呼びます。
- 順方向回復時間-ダイオードが逆バイアスから順方向バイアスに変化するのに必要な時間を*順方向回復時間*と呼びます。
ダイオードのスイッチング時間に影響する要因
以下のような、ダイオードのスイッチング時間に影響する要因はほとんどありません
- ダイオード容量-PN接合容量はバイアス条件に応じて変化します。
- ダイオード抵抗-状態を変更するためにダイオードが提供する抵抗。
- ドーピング濃度-ダイオードのドーピングレベルは、ダイオードのスイッチング時間に影響します。
- 空乏幅-空乏層の幅が狭いほど、スイッチングが速くなります。 ツェナーダイオードは、アバランシェダイオードよりも空乏領域が狭いため、前者の方が優れたスイッチになります。
アプリケーション
以下のようなダイオードスイッチング回路が使用される多くのアプリケーションがあります-
- 高速整流回路
- 高速スイッチング回路
- RF受信機
- 汎用アプリケーション
- 民生用アプリケーション
- 自動車用途
- 通信アプリケーションなど
電子回路-電源
この章では、ダイオード回路の別のセクションに関する新たなスタートを提供します。 これは、私たちが日常生活で遭遇する電源回路の紹介です。 電子デバイスは、その電子デバイスのさまざまなセクションに必要な量のACまたはDC電源を供給する電源ユニットで構成されています。
電源の必要性
コンピュータ、テレビ、陰極線オシロスコープなどの電子デバイスには、多くの小さなセクションがあります。 しかし、これらのセクションはすべて230 V AC電源を必要としません。
代わりに、1つまたは複数のセクションに12v DCが必要な場合もあれば、30v DCが必要な場合もあります。 必要なDC電圧を提供するには、使用する230v AC電源を純粋なDCに変換する必要があります。 *電源ユニット*は同じ目的を果たします。
実際の電源ユニットは次の図のようになります。
ここで、電源ユニットを構成するさまざまな部品を見ていきましょう。
電源の部品
一般的な電源ユニットは次のもので構成されています。
- 変圧器-230v AC電源の降圧用の入力変圧器。
- 整流器-信号に存在するAC成分をDC成分に変換する整流回路。
- Smoothing -整流出力に存在する変動を平滑化するフィルタリング回路。
- レギュレータ-電圧を所望の出力レベルに制御するための電圧レギュレータ回路。
- 負荷-安定化出力から純粋なDC出力を使用する負荷。
電源ユニットのブロック図
安定化電源ユニットのブロック図は次のとおりです。
上の図から、変圧器が初期段階に存在することが明らかです。 BASIC ELECTRONICSのチュートリアルでは、トランスに関する概念を既に検討しましたが、一目見てみましょう。
変成器
トランスには、*入力*が与えられる*一次コイル*と*出力*が収集される*二次コイル*があります。 これらのコイルは両方ともコア材料に巻かれています。 通常、絶縁体は変圧器の*コア*を形成します。
次の図は、実用的なトランスを示しています。
上の図から、いくつかの表記法が一般的であることは明らかです。 彼らは次のとおりです-
- $ N _ \ {p} $ =一次巻線の巻き数
- $ N _ \ {s} $ =二次巻線の巻数
- $ I _ \ {p} $ =トランスの一次側に流れる電流
- $ I _ \ {s} $ =トランスの二次側に流れる電流
- $ V _ \ {p} $ =トランスの一次側の電圧
- $ V _ \ {s} $ =トランスの二次側の電圧
- $ \ phi $ =トランスのコアの周りに存在する磁束
回路内のトランス
次の図は、回路内でトランスがどのように表されるかを示しています。 トランスの一次巻線、二次巻線、およびコアも次の図に示されています。
したがって、変圧器を回路に接続すると、入力電源が一次コイルに与えられ、この電源で変動する磁束が生成され、その磁束が変圧器の二次コイルに誘導され、変圧器の変動するEMFが生成されます変化するフラックス。 磁束は変化するはずなので、一次から二次へのEMFの伝達のために、変圧器は常に交流ACで動作します。
二次巻線の巻数に応じて、変圧器は「ステップアップ」変圧器または「ステップダウン」変圧器に分類できます。
昇圧トランス
二次巻線の巻数が一次巻線より多い場合、トランスは「ステップアップ」トランスと呼ばれます。 ここで、誘導されたEMFは入力信号よりも大きくなります。
以下の図は、昇圧トランスのシンボルを示しています。
降圧トランス
二次巻線の巻数が一次巻線より少ない場合、変圧器は「降圧」変圧器と呼ばれます。 ここでは、誘導EMFは入力信号よりも小さくなります。
以下の図は、降圧変圧器のシンボルを示しています。
電源回路では、DCへのAC電力を減らす必要があるため、降圧変圧器*を使用します。 この降圧トランスフォーマーの出力は電力が少なくなり、これは *rectifier と呼ばれる次のセクションへの入力として与えられます。 次の章で整流器について説明します。
電子回路-整流器
ACをDC電力に変換する必要が生じたときはいつでも、整流回路が助けになります。 シンプルなPN接合ダイオードは整流器として機能します。 ダイオードの順バイアス条件と逆バイアス条件により、整流が行われます。
整流
交流には、その状態を連続的に変化させる特性があります。 これは、交流電流を示す正弦波を観察することで理解できます。 正の方向に上昇して正のピーク値に達し、そこから通常の値に減少し、再び負の部分に達して負のピークに達し、再び通常の値に戻って続きます。
波の形成の旅の間、波が正と負の方向に進むことがわかります。 実際には完全に変化するため、交流という名前が付けられます。
しかし、整流のプロセス中に、この交流電流は直流DCに変わります。 それまで正と負の両方の方向に流れる波は、DCに変換されると、その方向が正の方向のみに制限されます。 したがって、下図のように、電流は正の方向にのみ流れ、負の方向に抵抗します。
整流を行う回路は、*整流回路*と呼ばれます。 ダイオードは整流器として使用され、整流器回路を構築します。
整流回路の種類
整流回路には、出力に応じて2つの主なタイプがあります。 彼らです
- 半波整流器
- 全波整流器
半波整流回路は入力電源の正の半サイクルのみを整流しますが、全波整流回路は入力電源の正と負の両方の半サイクルを整流します。
半波整流器
半波整流器という名前自体は、*整流*がサイクルの半分だけで行われることを示しています。 AC信号は、用途に応じてステップアップまたはステップダウンする入力トランスを介して与えられます。 入力電圧を下げるために、主に降圧トランスが整流回路で使用されます。
トランスに与えられた入力信号は、整流器として機能するPN接合ダイオードを通過します。 このダイオードは、入力の正の半サイクルのみ、AC電圧を脈動DCに変換します。 負荷抵抗は、回路の最後に接続されています。 下の図は、半波整流器の回路を示しています。
HWRの働き
T入力信号は変圧器に与えられ、電圧レベルが低下します。 トランスからの出力は、整流器として機能するダイオードに与えられます。 このダイオードは、入力信号の正の半サイクルの間オン（導通）になります。 したがって、回路に電流が流れ、負荷抵抗の両端に電圧降下が生じます。 負の半サイクルではダイオードがオフになり（導通しません）、負の半サイクルの出力は$ i _ \ {D} = 0 $および$ V _ \ {o} = 0 $になります。
したがって、出力は入力電圧の正の半サイクルだけ存在します（逆方向漏れ電流は無視します）。 この出力は脈動し、負荷抵抗にかかる。
HWRの波形
入力および出力波形は、次の図に示すとおりです。
したがって、半波整流器の出力は脈動DCです。 半波整流器の出力から得られるいくつかの値を理解して、上記の回路を分析してみましょう。
半波整流器の分析
半波整流回路を解析するために、入力電圧の方程式を考えてみましょう。
v _ \ {i} = V _ \ {m} \ sin \ omega t
$ V _ \ {m} $は供給電圧の最大値です。
ダイオードが理想的であると仮定しましょう。
- 順方向の抵抗、つまりオン状態の抵抗は$ R_f $です。
- 逆方向の抵抗、つまりオフ状態の抵抗は$ R_r $です。
ダイオードまたは負荷抵抗$ R_L $の電流 i は、
$ i = I_m \ sin \ omega t \ quad for \ quad 0 \ leq \ omega t \ leq 2 \ pi $
$ i = 0 \ quad \ quad \ quad \ quad for \ quad \ pi \ leq \ omega t \ leq 2 \ pi $
どこで
I_m = \ frac \ {V_m} \ {R_f + R_L}
DC出力電流
現在の平均$ I _ \ {dc} $は、
I _ \ {dc} = \ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {2 \ pi} i \：d \ left（\ omega t \ right）
= \ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ left [\ int _ \ {0} ^ \ {\ pi} I_m \ sin \ omega t \：d \ left（\ omega t \ right）+ \ int _ \ {0} ^ \ {2 \ pi} 0 \：d \ left（\ omega t \ right）\ right]
= \ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ left [I_m \ left \\ {-\ cos \ omega t \ right \} _ \ {0} ^ \ {\ pi} \ right]
= \ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ left [I_m \ left \\ {+ 1- \ left（-1 \ right）\ right \} \ right] = \ frac \ {I_m} \ {\ pi} = 0.318 I_m
$ I_m $の値を代入すると、次のようになります
I _ \ {dc} = \ frac \ {V_m} \ {\ pi \ left（R_f + R_L \ right）}
$ R_L >> R_f $の場合、
I _ \ {dc} = \ frac \ {V_m} \ {\ pi R_L} = 0.318 \ frac \ {V_m} \ {R_L}
DC出力電圧
DC出力電圧は
V _ \ {dc} = I _ \ {dc} \ times R_L = \ frac \ {I_m} \ {\ pi} \ times R_L
= \ frac \ {V_m \ times R_L} \ {\ pi \ left（R_f + R_L \ right）} = \ frac \ {V_m} \ {\ pi \ left \\ {1+ \ left（R_f/R_L \ right）\ right \}}
$ R_L >> R_f $の場合、
V _ \ {dc} = \ frac \ {V_m} \ {\ pi} = 0.318 V_m
RMS電流と電圧
RMS電流の値は
I _ \ {rms} = \ left [\ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {2 \ pi} i ^ \ {2} d \ left（\ omega t \ right）\ right] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2}}
I _ \ {rms} = \ left [\ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {2 \ pi} I _ \ {m} ^ \ {2} \ sin ^ \ {2} \ omega t \：d \ left（\ omega t \ right）+ \ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ int _ \ {\ pi} ^ \ {2 \ pi} 0 \：d \左（\ omega t \ right）\ right] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2}}
= \ left [\ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {2 \ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {\ pi} \ left（\ frac \ {1- \ cos 2 \ omega t} \ {2} \ right）d \ left（\ omega t \ right）\ right] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2}}
= \ left [\ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {4 \ pi} \ left \\ {\ left（\ omega t \ right）-\ frac \ {\ sin 2 \ omega t} \ {2} \ right \} _ \ {0} ^ \ {\ pi} \ right] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2}}
= \ left [\ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {4 \ pi} \ left \\ {\ pi-0-\ frac \ {\ sin 2 \ pi} \ {2 } + \ sin 0 \ right \} \ right] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2}}
= \ left [\ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {4 \ pi} \ right] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2}} = \ frac \ {I_m } \ {2}
= \ frac \ {V_m} \ {2 \ left（R_f + R_L \ right）}
負荷両端のRMS電圧は
V _ \ {rms} = I _ \ {rms} \ times R_L = \ frac \ {V_m \ times R_L} \ {2 \ left（R_f + R_L \ right）}
= \ frac \ {V_m} \ {2 \ left \\ {1+ \ left（R_f/R_L \ right）\ right \}}
$ R_L >> R_f $の場合、
V _ \ {rms} = \ frac \ {V_m} \ {2}
整流器の効率
より良い出力を得るためには、どの回路もその動作において効率的である必要があります。 半波整流器の効率を計算するには、出力電力と入力電力の比を考慮する必要があります。
整流器の効率は次のように定義されます
\ eta = \ frac \ {dcpower \：\：配信済み\：\：to \：\：\：\：load} \ {acinput \：\：power \：\：from \：\： Transformer \：\：secondary} = \ frac \ {P _ \ {ac}} \ {P _ \ {dc}}
Now
P _ \ {dc} = \ left（\ {I _ \ {dc}} \ right）^ 2 \ times R_L = \ frac \ {I_m R_L} \ {\ pi ^ 2}
さらに
P _ \ {ac} = P_a + P_r
どこで
$ P_a = power \：dissipated \：at \：the \：junction \：of \：diode $
= I _ \ {rms} ^ \ {2} \ times R_f = \ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {4} \ times R_f
And
P_r =電力\：消散\：in \：the \：load \：resistance
= I _ \ {rms} ^ \ {2} \ times R_L = \ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {4} \ times R_L
P _ \ {ac} = \ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {4} \ times R_f + \ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {4} \回R_L = \ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {4} \ left（R_f + R_L \ right）
$ P _ \ {ac} $と$ P _ \ {dc} $の両方の式から、次のように記述できます。
\ eta = \ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2} R_L/\ pi ^ 2} \ {I _ \ {m} ^ \ {2} \ left（R_f + R_L \ right）/4} = \ frac \ {4} \ {\ pi ^ 2} \ frac \ {R_L} \ {\ left（R_f + R_L \ right）}
= \ frac \ {4} \ {\ pi ^ 2} \ frac \ {1} \ {\ left \\ {1+ \ left（R_f/R_L \ right）\ right \}} = \ frac \ { 0.406} \ {\ left \\ {1+ \ left（R_f/R_L \ right）\ right \}}
整流器効率の割合
\ eta = \ frac \ {40.6} \ {\ lbrace1 + \ lgroup \：R _ \ {f}/R _ \ {L} \ rgroup \ rbrace}
理論的には、半波整流器の整流器効率の最大値は、$ R _ \ {f}/R _ \ {L} = 0 $のとき40.6％です。
さらに、効率は次の方法で計算できます。
\ eta = \ frac \ {P _ \ {dc}} \ {P _ \ {ac}} = \ frac \ {\ left（I _ \ {dc} \ right）^ 2R_L} \ {\ left（I _ \ { rms} \ right）^ 2R_L} = \ frac \ {\ left（V _ \ {dc}/R_L \ right）^ 2R_L} \ {\ left（V _ \ {rms}/R_L \ right）^ 2R_L} = \ frac \ {\ left（V _ \ {dc} \ right）^ 2} \ {\ left（V _ \ {rms} \ right）^ 2}
= \ frac \ {\ left（V_m/\ pi \ right）^ 2} \ {\ left（V_m/2 \ right）^ 2} = \ frac \ {4} \ {\ pi ^ 2} = 0.406
= 40.6 \％
リップル係数
整流された出力には、リップルの形でいくらかのAC成分が含まれています。 これは、半波整流器の出力波形を観察することで理解できます。 純粋なDCを取得するには、このコンポーネントについてのアイデアが必要です。
リップル係数は、整流された出力のうねりを与えます。 y で示されます。 これは、電圧または電流の交流成分の実効値と直接値または平均値の比として定義できます。
\ gamma = \ frac \ {リップル\：電圧} \ {dc \：電圧} = \ frac \ {rms \：value \：of \：accomponent} \ {dcvalue \：of \：wave} = \ frac \ {\ left（V_r \ right）_ \ {rms}} \ {v _ \ {dc}}
ここに、
\ left（V_r \ right）_ \ {rms} = \ sqrt \ {V _ \ {rms} ^ \ {2} -V _ \ {dc} ^ \ {2}}
したがって、
\ gamma = \ frac \ {\ sqrt \ {V _ \ {rms} ^ \ {2} -V _ \ {dc} ^ \ {2}}} \ {V _ \ {dc}} = \ sqrt \ {\左（\ frac \ {V _ \ {rms}} \ {V _ \ {dc}} \ right）^ 2-1}
Now,
V _ \ {rms} = \ left [\ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {2 \ pi} V _ \ {m} ^ \ {2} \ sin ^ 2 \ omega t \：d \ left（\ omega t \ right）\ right] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2}}
= V_m \ left [\ frac \ {1} \ {4 \ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {\ pi} \ left（1- \ cos2 \：\ omega t \ right）d \ left（ \ omega t \ right）\ right] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2}} = \ frac \ {V_m} \ {2}
V _ \ {dc} = V _ \ {av} = \ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ left [\ int _ \ {0} ^ \ {\ pi} V_m \ sin \ omega t \：d \ left（\ omega t \ right）+ \ int _ \ {0} ^ \ {2 \ pi} 0.d \ left（\ omega t \ right）\ right]
= \ frac \ {V_m} \ {2 \ pi} \ left [-\ cos \ omega t \ right] _ \ {0} ^ \ {\ pi} = \ frac \ {V_m} \ {\ pi}
\ gamma = \ sqrt \ {\ left [\ left \\ {\ frac \ {\ left（V_m/2 \ right）} \ {\ left（V_m/\ pi \ right）} \ right \} ^ 2 -1 \ right]} = \ sqrt \ {\ left \\ {\ left（\ frac \ {\ pi} \ {2} \ right）^ 2-1 \ right \}} = 1.21
リップル係数も次のように定義されます
\ gamma = \ frac \ {\ left（I_r \ right）_ \ {rms}} \ {I _ \ {dc}}
半波整流器に存在するリップル係数の値は1.21なので、a.c。の量が 出力に存在するのは、DCの$ 121 \％$です。 電圧
規制
負荷を流れる電流は、負荷抵抗によって異なる場合があります。 しかし、そのような状態であっても、その負荷抵抗にかかる出力電圧は一定であると予想されます。 したがって、異なる負荷条件の下でも電圧を調整する必要があります。
D.C.のバリエーション DCの変化に伴う出力電圧 負荷電流は*規制*として定義されます。 割合規制は次のように計算されます。
Percentage \：regulation = \ frac \ {V _ \ {no \：load} -V _ \ {full \：load}} \ {V _ \ {full \：load}} \ times 100 \％
規制の割合が低いほど、電源は良くなります。 理想的な電源には、ゼロパーセントの規制があります。
トランス使用率
D.C. 整流回路で負荷に供給される電力は、回路で使用されるトランスの定格を決定します。
したがって、変圧器の利用率は次のように定義されます
TUF = \ frac \ {d.c.power \：to \：be \：delivered \：to \：the \：load} \ {a.c.rating \：of \：the \：transformer \：secondary}
= \ frac \ {P _ \ {d.c}} \ {P _ \ {a.c \ left（定格\ right）}}
トランスの理論によると、二次側の定格電圧は
V_m/\ sqrt \ {2}
実際のR.M.S. それを流れる電圧は
I_m/2
だから
TUF = \ frac \ {\ left（I_m/\ pi \ right）^ 2 \ times R_L} \ {\ left（V_m/\ sqrt \ {2} \ right）\ times \ left（I_m/2 \ right ）}
But
V_m = I_m \ left（R_f + R_L \ right）
だから
TUF = \ frac \ {\ left（I_m/\ pi \ right）^ 2 \ times R_L} \ {\ left \\ {I_m \ left（R_f + R_L \ right）/\ sqrt \ {2} \ right \} \ times \ left（I_m/2 \ right）}
= \ frac \ {2 \ sqrt \ {2}} \ {\ pi ^ 2} \ times \ frac \ {R_L} \ {\ left（R_f + R_L \ right）}
= \ frac \ {2 \ sqrt \ {2}} \ {\ pi ^ 2} = 0.287
ピーク逆電圧
逆バイアスで接続されている場合、ダイオードは制御された電圧レベルで動作する必要があります。 その安全な電圧を超えると、ダイオードが損傷します。 したがって、その最大電圧を知ることは非常に重要です。
ダイオードが破壊されることなく耐えることができる最大逆電圧は、ピーク逆電圧*と呼ばれます。 要するに、 *PIV 。
ここでは、PIVはVmにすぎません
フォームファクタ
これは、波形上のすべてのポイントの絶対値の数学的平均として理解できます。 フォームファクター*は、R.M.S。 値を平均値に。 *F で示されます。
F = \ frac \ {rms \：value} \ {average \：value} = \ frac \ {I_m/2} \ {I_m/\ pi} = \ frac \ {0.5I_m} \ {0.318I_m} = 1.57
ピークファクター
リップルのピーク値は、整流の効果を知るために考慮する必要があります。 ピーク係数の値も重要な考慮事項です。 *ピーク係数*は、ピーク値とR.M.S.の比として定義されます。 値。
だから
Peak Factor = \ frac \ {Peak \：value} \ {r.m.s \：value} = \ frac \ {V_m} \ {V_m/2} = 2
これらはすべて、整流器について検討する際に考慮すべき重要なパラメーターです。
電子回路-全波整流器
正と負の両方の半サイクルを整流する整流回路は、完全なサイクルを整流するため、全波整流器と呼ぶことができます。 全波整流器の構造は、2つのタイプで作成できます。 彼らです
- センタータップ全波整流器
- ブリッジ全波整流器
どちらにも長所と短所があります。 ここで、どちらの方が良いのか、そしてなぜなのかを知るために、両方の構成と波形を調べてみましょう。
センタータップ全波整流器
2次ダイオードを交互に使用して所望の出力電圧を得るためにトランスの2次側をタップして完全なサイクルを整流する整流回路は、*センタータップ全波整流回路*と呼ばれます。 トランスは、他の場合とは異なり、ここでセンタータップされます。
センタータッピングトランスの特徴は次のとおりです-
- タッピングは、二次巻線の中間点でリードを引くことによって行われます。 これにより、この巻線は2つの等しい半分に分割されます。
- タップされた中間点の電圧はゼロです。 これは中立点を形成します。
- 中央のタップは、大きさは等しいが極性が反対の2つの出力電圧を提供します。
- さまざまなレベルの電圧を取得するために、多数のテーピングを引き出すことができます。
2個の整流ダイオードを備えたセンタータップトランスは、*センタータップ全波整流器*の構築に使用されます。 センタータップ全波整流器の回路図は以下のとおりです。
CT- FWRの動作
センタータップ全波整流器の動作は、上の図から理解できます。 入力電圧の正の半サイクルが印加されると、トランスの2次側のポイントMは、ポイントNに対して正になります。 これにより、ダイオードが$ D_1 $順方向にバイアスされます。 したがって、電流$ i_1 $はAからBに負荷抵抗を流れます。 出力には正の半サイクルがあります
入力電圧の負の半サイクルが印加されると、トランスの2次側のポイントMは、ポイントNに対して負になります。 これにより、ダイオードが$ D_2 $順方向にバイアスされます。 したがって、電流$ i_2 $は負荷抵抗器をAからBに流れます。 入力の負の半サイクルの間でも、出力には正の半サイクルがあります。
CT FWRの波形
センタータップ全波整流器の入出力波形は次のとおりです。
上記の図から、正と負の両方の半サイクルで出力が得られることが明らかです。 また、負荷抵抗の両端の出力は、両方の半サイクルで*同じ方向*にあることが観察されます。
ピーク逆電圧
二次巻線の半分の両端の最大電圧は$ V_m $であるため、二次電圧全体が非導通ダイオードに現れます。 したがって、*ピーク逆電圧*は、半二次巻線の最大電圧の2倍です。
PIV = 2V_m
デメリット
次のようなセンタータップ全波整流器にはいくつかの欠点があります-
- センタータッピングの場所は難しい
- DC出力電圧が小さい
- ダイオードのPIVは高くなければなりません
次の種類の全波整流回路は、*ブリッジ全波整流回路*です。
ブリッジ全波整流器
これは、入力の全サイクル中に出力を生成するだけでなく、センタータップ全波整流回路の欠点をなくすために、ブリッジ形式で接続された4つのダイオードを利用する全波整流回路です。
この回路では、トランスのセンタータップの必要はありません。 入力電源の2つのダイオードが1つの半サイクルで導通し、2つのダイオードが他の半サイクルで導通するように、$ D_1 $、$ D_2 $、$ D_3 $、および$ D_4 $と呼ばれる4つのダイオードがブリッジ型ネットワークの構築に使用されます。 ブリッジ全波整流器の回路は、次の図に示すとおりです。
ブリッジ全波整流器の動作
ブリッジ回路に接続された4つのダイオードを備えた全波整流器は、より良い全波出力応答を得るために採用されています。 入力電源の正の半サイクルが与えられると、点Pは点 Q に対して正になります。 これにより、ダイオードは$ D_1 $と$ D_3 $が順方向にバイアスされ、$ D_2 $と$ D_4 $は逆方向にバイアスされます。 これで、これら2つのダイオードが負荷抵抗と直列になります。
次の図は、回路内の従来の電流の流れとともにこれを示しています。
したがって、ダイオード$ D_1 $および$ D_3 $は、入力電源の正の半サイクル中に導通し、負荷抵抗に沿って出力を生成します。 出力を生成するために2つのダイオードが機能するため、電圧は中央タップ全波整流器の出力電圧の2倍になります。
入力電源の負の半サイクルが与えられると、点Pは点 Q に対して負になります。 これにより、ダイオードは$ D_1 $と$ D_3 $に逆バイアスがかかり、$ D_2 $と$ D_4 $は順バイアスになります。 これで、これら2つのダイオードが負荷抵抗と直列になります。
次の図は、回路内の従来の電流の流れとともにこれを示しています。
したがって、ダイオード$ D _ \ {2} $および$ D _ \ {4} $は、入力電源の負の半サイクル中に導通し、負荷抵抗に沿って出力を生成します。 ここでも、2つのダイオードが動作して出力電圧を生成します。 電流は、入力の正の半サイクル中と同じ方向に流れます。
ブリッジFWRの波形
センタータップ全波整流器の入出力波形は次のとおりです。
上記の図から、正と負の両方の半サイクルで出力が得られることが明らかです。 また、負荷抵抗の両端の出力は、両方の半サイクルで*同じ方向*にあることが観察されます。
ピーク逆電圧
2つのダイオードがトランスの2次側に並列に接続されているときはいつでも、トランスの両端に最大の2次電圧が非導通ダイオードに現れ、整流回路のPIVになります。 したがって、*ピーク逆電圧*は、2次巻線の最大電圧です。
PIV = V_m
利点
ブリッジ全波整流器には、次のような多くの利点があります-
- センタータッピングの必要はありません。
- DC出力電圧は、センタータッパーFWRの2倍です。
- ダイオードのPIVは、センタータッパーFWRの半分の値です。
- 回路の設計は、出力が良くなるほど簡単になります。
次に、全波整流器の特性を分析します。
全波整流器の分析
全波整流回路を分析するために、入力電圧$ V _ \ {i} $を次のように仮定します。
V _ \ {i} = V_m \ sin \ omega t
負荷抵抗$ R_L $を通る現在の$ i_1 $は、
i_1 = I_m \ sin \ omega t \ quad for \ quad0 \ leq \ omega t \ leq \ pi
i_1 = \ quad0 \ quad \ quad \ quad for \ quad \ pi \ leq \ omega t \ leq 2 \ pi
どこで
I_m = \ frac \ {V_m} \ {R_f + R_L}
$ R_f $は、オン状態のダイオード抵抗です。
同様に、ダイオード$ D_2 $と負荷抵抗RLを流れる電流$ i_2 $は、
i_2 = \ quad \：0 \ quad \ quad \ quad for \ quad 0 \ leq \ omega t \ leq \ pi
i_2 = I_m \ sin \ omega t \ quad for \ quad \ pi \ leq \ omega t \ leq 2 \ pi
$ R_L $を流れる合計電流は、2つの電流$ i_1 $と$ i_2 $の合計です。
i = i_1 + i_2
D.C. または平均電流
D.C.が出力する出力電流の平均値 電流計は、
I _ \ {dc} = \ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {2 \ pi} i_1 \：d \ left（\ omega t \ right）+ \ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {2 \ pi} i_2 \：d \ left（\ omega t \ right）
= \ frac \ {1} \ {2 \ pi \ int _ \ {0} ^ \ {\ pi}} I_m \ sin \ omega t \：d \ left（\ omega t \ right）+ 0 + 0 +
\ frac \ {1} \ {2 \ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {2 \ pi} I_m \ sin \ omega t \：d \ left（\ omega t \ right）
= \ frac \ {I_m} \ {\ pi} + \ frac \ {I_m} \ {\ pi} = \ frac \ {2I_m} \ {\ pi} = 0.636I_m
これは、半波整流器の値の2倍です。
D.C. 出力電圧
負荷全体のDC出力電圧は、
V _ \ {dc} = I _ \ {dc} \ times R_L = \ frac \ {2I_mR_L} \ {\ pi} = 0.636I_mR_L
したがって、DC出力電圧は半波整流器の2倍になります。
RMS電流
電流のRMS値は次の式で与えられます
I _ \ {rms} = \ left [\ frac \ {1} \ {\ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {\ pi} t ^ 2 \：d \ left（\ omega t \ right）\右] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2}}
電流は2つの半分で2つの同じ形式であるため
= \ left [\ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {\ pi} \ int _ \ {0} ^ \ {\ pi} \ sin ^ 2 \ omega t \：d \ left （\ omega t \ right）\ right] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2}}
= \ frac \ {I_m} \ {\ sqrt \ {2}}
整流器の効率
整流器の効率は次のように定義されます
\ eta = \ frac \ {P _ \ {dc}} \ {P _ \ {ac}}
Now,
P _ \ {dc} = \ left（V _ \ {dc} \ right）^ 2/R_L = \ left（2V_m/\ pi \ right）^ 2
And,
P _ \ {ac} = \ left（V _ \ {rms} \ right）^ 2/R_L = \ left（V_m/\ sqrt \ {2} \ right）^ 2
したがって、
\ eta = \ frac \ {P _ \ {dc}} \ {P _ \ {ac}} = \ frac \ {\ left（2V_m/\ pi \ right）^ 2} \ {\ left（V_m/\ sqrt \ {2} \ right）^ 2} = \ frac \ {8} \ {\ pi ^ 2}
= 0.812 = 81.2 \％
整流器の効率は次のように計算できます-
DC出力電力、
P _ \ {dc} = I _ \ {dc} ^ \ {2} R_L = \ frac \ {4I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {\ pi ^ 2} \ times R_L
AC入力電力、
P _ \ {ac} = I _ \ {rms} ^ \ {2} \ left（R_f + R_L \ right）= \ frac \ {I _ \ {m} ^ \ {2}} \ {2} \ left（ R_f + R_L \ right）
したがって、
\ eta = \ frac \ {4I _ \ {m} ^ \ {2} R_L/\ pi ^ 2} \ {I _ \ {m} ^ \ {2} \ left（R_f + R_L \ right）/2} = \ frac \ {8} \ {\ pi ^ 2} \ frac \ {R_L} \ {\ left（R_f + R_L \ right）}
= \ frac \ {0.812} \ {\ left \\ {1+ \ left（R_f/R_L \ right）\ right \}}
したがって、パーセント効率は
= \ frac \ {0.812} \ {1+ \ left（R_f + R_L \ right）}
= 81.2 \％\ quad if \：R_f = 0
したがって、全波整流器の効率は半波整流器の2倍です。
リップル係数
全波整流器の整流出力電圧のフォームファクターは、
F = \ frac \ {I _ \ {rms}} \ {I _ \ {dc}} = \ frac \ {I_m/\ sqrt \ {2}} \ {2I_m/\ pi} = 1.11
リップル係数$ \ gamma $は次のように定義されます（AC回路理論を使用）
\ gamma = \ left [\ left（\ frac \ {I _ \ {rms}} \ {I _ \ {dc}} \ right）-1 \ right] ^ \ {\ frac \ {1} \ {2} } = \ left（F ^ 2 -1 \ right）^ \ {\ frac \ {1} \ {2}}
= \ left [\ left（1.11 \ right）^ 2 -1 \ right] ^ \ frac \ {1} \ {2} = 0.48
これは、1.21であった半波整流器のリップル係数に対する大きな改善です。
規制
DC出力電圧は
V _ \ {dc} = \ frac \ {2I_mR_L} \ {\ pi} = \ frac \ {2V_mR_L} \ {\ pi \ left（R_f + R_L \ right）}
= \ frac \ {2V_m} \ {\ pi} \ left [1- \ frac \ {R_f} \ {R_f + R_L} \ right] = \ frac \ {2V_m} \ {\ pi} -I _ \ { dc} R_f
トランス使用率
半波整流器のTUFは0.287です
センタータップ整流器には2つの二次巻線があるため、センタータップ全波整流器のTUFは
\ left（TUF \ right）_ \ {avg} = \ frac \ {P _ \ {dc}} \ {V-A \：rating \：of \：a \：transformer}
= \ frac \ {\ left（TUF \ right）_p + \ left（TUF \ right）_s + \ left（TUF \ right）_s} \ {3}
= \ frac \ {0.812 + 0.287 + 0.287} \ {3} = 0.693
半波対 全波整流器
全波整流器のさまざまなパラメータのすべての値を調べた後、半波整流器と全波整流器の機能を比較して対比してみましょう。
| Terms | Half Wave Rectifier | Center Tapped FWR | Bridge FWR |
|---|---|---|---|
| Number of Diodes | $1$ | $2$ | $4$ |
| Transformer tapping | $No$ | $Yes$ | $No$ |
| Peak Inverse Voltage | $V_m$ | $2V_m$ | $V_m$ |
| Maximum Efficiency | $40.6\%$ | $81.2\%$ | $81.2\%$ |
| Average/dc current | $I_m/\pi$ | $2I_m/\pi$ | $2I_m/\pi$ |
| DC voltage | $V_m/\pi$ | $2V_m/\pi$ | $2V_m/\pi$ |
| RMS current | $I_m/2$ | $I_m/\sqrt{2}$ | $I_m/\sqrt{2}$ |
| Ripple Factor | $1.21$ | $0.48$ | $0.48$ |
| Output frequency | $f_{in}$ | $2f_{in}$ | $2f_{in}$ |
電子回路-フィルター
電源ブロック図は、整流回路の後にフィルター回路が必要であることを明確に説明しています。 整流器は、脈動する交流電流を一方向にのみ流れる直流電流に変換するのに役立ちます。 これまで、さまざまなタイプの整流回路を見てきました。
これらすべての整流回路の出力には、リップル要因が含まれます。 また、半波整流器のリップル係数は全波整流器のリップル係数よりも大きいことも確認しています。
フィルターが必要な理由
信号のリップルは、AC成分の存在を示しています。 純粋なDC出力を得るには、このACコンポーネントを完全に削除する必要があります。 そのため、整流出力を純粋なDC信号に*平滑化*する回路が必要です。
- フィルター回路*は、整流された出力に存在するAC成分を除去し、DC成分が負荷に到達できるようにするものです。
次の図は、フィルター回路の機能を示しています。
フィルタ回路は、インダクタとコンデンサの2つの主要コンポーネントを使用して構築されます。 私達は既に基本的な電子工学のチュートリアルでそれを研究しました
- インダクタは dc を許可し、 ac をブロックします。
- コンデンサは ac を許可し、 dc をブロックします。
これらの2つのコンポーネントを使用して、いくつかのフィルターを作成してみましょう。
直列インダクタフィルタ
インダクタはDCを許容しACをブロックするため、インダクタを直列に整流器と負荷の間に接続することにより、 Series Inductor Filter と呼ばれるフィルタを構築できます。 次の図は、直列インダクタフィルタの回路を示しています。
整流された出力は、このフィルターを通過すると、信号に存在するAC成分をブロックし、純粋なDCを提供します。 これは単純なプライマリフィルターです。
シャントコンデンサーフィルター
コンデンサはACを通過させ、DCをブロックするため、次の図に示すように、シャントで接続されたコンデンサを使用して*シャントコンデンサフィルタ*と呼ばれるフィルタを構築できます。
このフィルターを通過した整流出力は、信号に存在するAC成分がAC成分を許容するコンデンサーを介して接地されます。 信号に存在する残りのDC成分は、出力で収集されます。
上記のフィルタタイプは、インダクタまたはコンデンサを使用して構成されます。 では、両方を使用して、より良いフィルターを作成してみましょう。 これらは組み合わせフィルターです。
L-Cフィルター
インダクタとコンデンサの両方の効率を使用できる場合に、より良い出力を得るために、インダクタとコンデンサの両方を使用してフィルタ回路を構築できます。 以下の図は、LCフィルターの回路図を示しています。
この回路に整流出力が与えられると、インダクタによりDC成分が通過し、信号のAC成分がブロックされます。 さて、その信号から、もし存在すれば、さらにいくつかのACコンポーネントが接地され、純粋なDC出力が得られます。
このフィルタは、入力信号が最初にインダクタに入るため、*チョーク入力フィルタ*とも呼ばれます。 このフィルターの出力は、前のものよりも優れています。
Π-フィルター（Piフィルター）
これは、非常に一般的に使用される別のタイプのフィルター回路です。 入力にコンデンサがあるため、「コンデンサ入力フィルタ」とも呼ばれます。 ここでは、2つのコンデンサと1つのインダクタがπ型ネットワークの形で接続されています。 この回路は、並列のコンデンサ、直列のインダクタ、並列の別のコンデンサの順になります。
必要に応じて、要件に応じて、これに複数の同一のセクションを追加することもできます。 以下の図は、$ \ pi $フィルター*（Pi-filter）*の回路を示しています。
Piフィルターの動作
この回路では、コンデンサが並列に接続され、次にインダクタが直列に接続され、その後に別のコンデンサが並列に接続されています。
- コンデンサC〜1〜-このフィルタコンデンサは、DCに対する高いリアクタンスとAC信号に対する低いリアクタンスを提供します。 信号に含まれるACコンポーネントを接地した後、信号はインダクタに渡されてさらにフィルタリングされます。
- *インダクタL *-このインダクタは、DCコンポーネントに対して低いリアクタンスを提供し、ACコンポーネントがコンデンサC〜1〜を通過できた場合、ACコンポーネントをブロックします。
- コンデンサC〜2〜-このコンデンサを使用して信号がさらに平滑化されるため、信号に含まれるインダクタ成分がブロックできなかったAC成分を許可します。
したがって、負荷で目的の純粋なDC出力を取得します。
電子回路-レギュレータ
電源システムでの負荷の前の次および最後のステージは、レギュレータ部品です。 規制当局とは何か、そして規制当局が何をするのかを理解してみましょう。
電力の制御と変換を処理する電子機器の部分は、*パワーエレクトロニクス*と呼ばれます。 レギュレータは、出力を制御するため、パワーエレクトロニクスに関して重要なデバイスです。
レギュレーターの必要性
入力電圧の変動や負荷電流の変動に関係なく、電源が一定の出力電圧を生成するには、電圧レギュレータが必要です。
- 電圧レギュレータ*は、入力電圧のあらゆる種類の変動や負荷によって引き出される電流の変動の代わりに、一定の出力電圧を維持するデバイスです。 次の図は、実際のレギュレータがどのように見えるかを示しています。
レギュレーターの種類
レギュレーターは、その機能と接続の種類に応じて、さまざまなカテゴリーに分類できます。
- レギュレーションの種類*に応じて、レギュレータは主に2つのタイプ、すなわちラインレギュレータと負荷レギュレータに分けられます。
- ラインレギュレータ-入力ラインの変動にもかかわらず、出力電圧を一定に調整するレギュレータは、*ラインレギュレータ*と呼ばれます。
- 負荷レギュレータ-出力での負荷の変動にもかかわらず、出力電圧を一定に調整するレギュレータは、*負荷レギュレータ*と呼ばれます。
- 接続の種類*に応じて、2種類の電圧レギュレータがあります。 彼らです
- 直列電圧レギュレータ
- シャント電圧レギュレータ
回路内での配置は、次の図のようになります。
他の重要な規制機関の種類を見てみましょう。
ツェナー電圧レギュレータ
ツェナー電圧レギュレータは、出力電圧の調整にツェナーダイオードを使用するものです。 BASIC ELECTRONICSチュートリアルでツェナーダイオードに関する詳細については既に説明しました。
ツェナーダイオードがブレークダウンまたは*ツェナー領域*で動作しているとき、その両端の電圧は、それを通る*大きな電流変化*に対して実質的に*一定*です。 この特性により、ツェナーダイオードは*良い電圧レギュレータ*になります。
次の図は、単純なツェナーレギュレータのイメージを示しています。
印加された入力電圧$ V_i $がツェナー電圧$ V_z $を超えると、ツェナーダイオードはブレークダウン領域で動作し、負荷全体で一定の電圧を維持します。 直列制限抵抗$ R_s $は入力電流を制限します。
ツェナー電圧レギュレータの動作
ツェナーダイオードは、負荷変動や入力電圧の変動にもかかわらず、両端の電圧を一定に保ちます。 したがって、ツェナー電圧レギュレータの動作を理解するために4つのケースを考慮することができます。
- ケース1 *-負荷電流$ I_L $が増加すると、直列抵抗$ R_S $を流れる電流を一定に保つために、ツェナーダイオード$ I_Z $を流れる電流が減少します。 出力電圧Voは、入力電圧Viと直列抵抗$ R_S $の電圧に依存します。
これは次のように書くことができます
V_o = V _ \ {in} -IR _ \ {s}
$ I $は定数です。 したがって、$ V_o $も一定のままです。
- ケース2 *-負荷電流$ I_L $が減少すると、RS直列抵抗を流れる電流$ I_S $が一定のままであるため、ツェナーダイオード$ I_Z $を流れる電流が増加します。 ツェナーダイオードを流れる電流$ I_Z $は増加しますが、出力電圧$ V_Z $を一定に保ち、負荷電圧を一定に保ちます。
- ケース3 *-入力電圧$ V_i $が増加すると、直列抵抗RSを流れる電流$ I_S $が増加します。 これにより、抵抗器での電圧降下、つまり $ V_S $が増加します。 これによりツェナーダイオード$ I_Z $を流れる電流は増加しますが、ツェナーダイオード$ V_Z $の電圧は一定のままで、出力負荷電圧を一定に保ちます。
- ケース4 *-入力電圧が低下すると、直列抵抗を流れる電流が減少し、ツェナーダイオード$ I_Z $を流れる電流が減少します。 ただし、ツェナーダイオードは、その特性により出力電圧を一定に保ちます。
ツェナー電圧レギュレータの制限
ツェナー電圧レギュレータにはいくつかの制限があります。 彼らは-
- 負荷電流が大きい場合は効率が低下します。
- ツェナーインピーダンスは、出力電圧にわずかに影響します。
したがって、ツェナー電圧レギュレータは低電圧アプリケーションに効果的であると考えられています。 次に、トランジスタを使用して作成された他のタイプの電圧レギュレーターについて説明します。
トランジスタシリーズ電圧レギュレータ
このレギュレーターには、ツェナーレギュレーターと直列で、負荷と並列の両方のトランジスターがあります。 トランジスタは、出力電圧を一定に保つためにコレクタエミッタ電圧を調整する可変抵抗器として機能します。 下の図は、トランジスタの直列電圧レギュレータを示しています。
入力動作条件により、トランジスタのベースを流れる電流が変化します。 これは、トランジスタ$ V _ \ {BE} $のベースエミッタ接合の両端の電圧に影響します。 出力電圧は、一定のツェナー電圧$ V_Z $によって維持されます。 両方が等しく維持されるため、入力電源の変化は、エミッターのベース電圧$ V _ \ {BE} $の変化によって示されます。
したがって、出力電圧Voは次のように理解できます。
V_O = V_Z + V _ \ {BE}
トランジスタシリーズ電圧レギュレータの動作
入力および負荷の変動については、直列電圧レギュレータの動作を考慮しなければなりません。 入力電圧が増加すると、出力電圧も増加します。 しかし、これにより、ツェナー電圧$ V_Z $が一定のままであるため、コレクタベースジャンクション$ V _ \ {BE} $の電圧が低下します。 エミッターコレクター領域の抵抗が増加すると、伝導は減少します。 これにより、コレクタエミッタ接合VCEの電圧がさらに増加し、出力電圧$ V_O $が低下します。 これは、入力電圧が低下した場合も同様です。
負荷が変化すると、つまり負荷の抵抗が減少して負荷電流$ I_L $が増加すると、出力電圧$ V_O $が減少し、エミッターのベース電圧$ V _ \ {BE} $が増加します。
エミッタのベース電圧$ V _ \ {BE} $が増加すると、伝導が増加し、エミッタのコレクタ抵抗が減少します。 これにより、入力電流が増加し、負荷抵抗の減少が補償されます。 これは、負荷電流が増加した場合も同様です。
トランジスタシリーズ電圧レギュレータの制限
トランジスタシリーズ電圧レギュレータには次の制限があります-
- 電圧$ V _ \ {BE} $および$ V_Z $は、温度の上昇の影響を受けます。
- 大電流に対する適切な規制は不可能です。
- 消費電力が大きい。
- 消費電力が大きい。
- 効率が悪い。
これらの制限を最小限に抑えるために、トランジスタシャントレギュレータが使用されます。
トランジスタシャント電圧レギュレータ
トランジスタシャントレギュレータ回路は、抵抗と入力を直列に接続し、トランジスタのベースとコレクタを調整するツェナーダイオードで接続し、両方とも負荷と並列に接続することで形成されます。 以下の図は、トランジスタシャントレギュレータの回路図を示しています。
トランジスタシャント電圧レギュレータの動作
入力電圧が増加すると、$ V _ \ {BE} $および$ V_O $も増加します。 しかし、これは最初に起こります。 実際、$ V _ \ {in} $が増加すると、現在の$ I _ \ {in} $も増加します。 この電流がRSを流れると、直列抵抗器で電圧降下$ V_S $が発生し、これも$ V _ \ {in} $で増加します。 しかし、これにより$ V_o $が減少します。 現在、この$ V_o $の減少は、初期の増加を補償して一定に維持します。 したがって、$ V_o $は一定に維持されます。 代わりに出力電圧が低下すると、逆になります。
負荷抵抗が減少すると、出力電圧$ V_o $が減少するはずです。 負荷を流れる電流が増加します。 これにより、トランジスタのベース電流とコレクタ電流が減少します。 電流が大量に流れると、直列抵抗の両端の電圧が低くなります。 入力電流は一定です。
出力電圧は、印加電圧$ V_i $と直列電圧降下$ V_s $の差になります。 したがって、出力電圧は初期の減少を補償するために増加し、したがって一定に維持されます。 負荷抵抗が増加すると、逆のことが起こります。
ICレギュレータ
電圧レギュレータは現在、集積回路（IC）の形で入手可能です。 要するに、ICレギュレーターと呼ばれます。
ICレギュレータは、通常のレギュレータのような機能に加えて、デバイスに組み込まれている熱補償、短絡保護、サージ保護などの特性を備えています。
ICレギュレーターの種類
ICレギュレータは、次のタイプにすることができます-
- 固定正電圧レギュレータ
- 固定負電圧レギュレータ
- 調整可能な電圧レギュレータ
- デュアルトラッキング電圧レギュレータ
それらについて詳しく説明しましょう。
固定正電圧レギュレータ
これらのレギュレータの出力は特定の値に固定されており、値は正です。つまり、提供される出力電圧は正の電圧です。
最も使用されるシリーズは7800シリーズで、ICはIC 7806、IC 7812、およびIC 7815などになります。 出力電圧としてそれぞれ+ 6v、+ 12vおよび+ 15vを提供します。 下の図は、10Vの正の安定化出力電圧を供給するために接続されたIC 7810を示しています。
上の図では、入力コンデンサ$ C_1 $を使用して不要な発振を防ぎ、出力コンデンサ$ C_2 $は過渡応答を改善するためのラインフィルタとして機能します。
固定負電圧レギュレータ
これらのレギュレータの出力は特定の値に固定されており、値は負です。つまり、提供される出力電圧は負の電圧です。
最も使用されるシリーズは7900シリーズで、ICはIC 7906、IC 7912、IC 7915などになります。 出力電圧としてそれぞれ-6v、-12vおよび-15vを提供します。 以下の図は、固定10V負の安定化出力電圧を提供するために接続されたIC 7910を示しています。
上の図では、入力コンデンサ$ C_1 $を使用して不要な発振を防ぎ、出力コンデンサ$ C_2 $は過渡応答を改善するためのラインフィルタとして機能します。
調整可能な電圧レギュレータ
調整可能な電圧レギュレータには、3つの端子IN、OUT、ADJがあります。 入力端子と出力端子は共通ですが、調整可能な端子には出力を広範囲で変化させる可変抵抗器が付いています。
上の図は、一般的に使用されるLM 317調整可能ICレギュレーターを駆動する未調整の電源を示しています。 LM 317は3端子正調整可能電圧レギュレータであり、1.25v〜37vの調整可能な出力範囲で1.5Aの負荷電流を供給できます。
デュアルトラッキング電圧レギュレータ
供給電圧の分割が必要な場合、デュアルトラッキングレギュレータが使用されます。 これらは、等しい正と負の出力電圧を提供します。 たとえば、RC4195 ICはD.Cを提供します。 + 15vおよび-15vの出力。 これには、正入力が+ 18vから+ 30vに変化する可能性があり、負入力が-18vから-30vに変化する可能性があります。
上の画像は、デュアルトラッキングRC4195 ICレギュレータを示しています。 出力が2つの定格制限の間で変化する調整可能なデュアルタッキングレギュレータも利用できます。
電子回路-SMPS
これまでに説明したトピックは、電源ユニットのさまざまなセクションを表しています。 これらすべてのセクションが一緒になって*線形電源*になります。 これは、入力AC電源からDCを取得する従来の方法です。
リニア電源
リニア電源（LPS）は、低抵抗と低ノイズの出力電圧を調整するために直列抵抗で多くの熱を放散する調整電源です。 このLPSには多くのアプリケーションがあります。
リニア電源は、出力電圧を調整するためにより大きな半導体デバイスを必要とし、より多くの熱を生成し、エネルギー効率を低下させます。 リニア電源の過渡応答時間は、他の電源よりも最大100倍高速です。これは特定の専門分野では非常に重要です。
LPSの利点
- 電源は継続的です。
- 回路はシンプルです。
- これらは信頼できるシステムです。
- このシステムは、負荷の変化に動的に応答します。
- 回路抵抗は、出力電圧を調整するために変更されます。
- コンポーネントは線形領域で動作するため、ノイズは低くなります。
- 出力電圧のリップルは非常に低いです。
LPSの欠点
- 使用される変圧器は重くて大きいです。
- 熱放散が多くなります。
- リニア電源の効率は40〜50％です
- LPS回路では電力が熱の形で無駄になります。 *単一の出力電圧が得られます。
すでにリニア電源のさまざまな部分を経験しています。 リニア電源のブロック図は、次の図に示すとおりです。
上記の欠点にもかかわらず、リニア電源は低ノイズアンプ、テスト機器、制御回路で広く使用されています。 さらに、データ収集および信号処理にも使用されます。
単純な調整が必要で、効率が問題にならないすべての電源システムには、LPS回路が使用されます。 電気ノイズが低いため、LPSは敏感なアナログ回路の給電に使用されます。 しかし、リニア電源システムの欠点を克服するために、スイッチモード電源（SMPS）が使用されます。
スイッチモード電源（SMPS）
LPSの不利な点は、効率の低下、リップルを減らすための大きなコンデンサ値の必要性、重くて高価なトランスなどです。* スイッチモード電源*の実装により克服されます。
SMPSの動作は、LPSで使用されるトランジスタが電圧降下の制御に使用され、SMPSのトランジスタが*制御スイッチ*として使用されることを理解することで簡単に理解できます。
ワーキング
SMPSの動作は、次の図から理解できます。
SMPS回路の各段階で何が起こるかを理解してみましょう。
入力ステージ
AC入力電源信号50 Hzは、トランスを使用せずに整流器とフィルター回路の組み合わせに直接与えられます。 この出力には多くの変動があり、コンデンサの容量値は入力変動を処理するためにより高くする必要があります。 この無調整DCは、SMPSの中央スイッチングセクションに与えられます。
スイッチング部
このセクションでは、パワートランジスタやMOSFETなどの高速スイッチングデバイスを使用します。このデバイスは、変動に応じてオンとオフを切り替え、この出力は、このセクションにあるトランスの1次側に与えられます。 ここで使用されるトランスは、60 Hzの電源に使用されるトランスとは異なり、はるかに小さくて軽いトランスです。 これらは非常に効率的であるため、電力変換比は高くなります。
出力段
スイッチング部からの出力信号は、必要なDC電圧を得るために、再び整流およびフィルタリングされます。 これは調整された出力電圧で、フィードバック回路である制御回路に与えられます。 最終出力は、フィードバック信号を考慮した後に取得されます。
コントロールユニット
このユニットは、多くのセクションを持つフィードバック回路です。 次の図からこれについて明確に理解してみましょう。
上図は、コントロールユニットの内部を説明しています。 出力センサーは信号を検知し、それを制御ユニットに結合します。 信号は他のセクションから分離されているため、突然のスパイクが回路に影響を与えることはありません。 基準電圧は、信号と必要な信号レベルを比較するコンパレータであるエラーアンプへの信号とともに、1つの入力として与えられます。
チョッピング周波数を制御することにより、最終的な電圧レベルが維持されます。 これは、エラーアンプに与えられた入力を比較することで制御されます。エラーアンプの出力は、チョッピング周波数を増やすか減らすかを決定するのに役立ちます。 PWM発振器は、標準のPWM波固定周波数を生成します。
次の図を見ると、SMPSの完全な機能に関するより良いアイデアを得ることができます。
SMPSは、電圧の切り替えがまったく問題にならず、システムの効率が本当に重要な場合に主に使用されます。 SMPSに関して注意すべき点はほとんどありません。 彼らです
- SMPS回路はスイッチングにより動作するため、電圧は連続的に変化します。
- スイッチングデバイスは、飽和モードまたはカットオフモードで動作します。
- 出力電圧は、フィードバック回路のスイッチング時間によって制御されます。
- スイッチング時間は、デューティサイクルを調整することで調整されます。
- SMPSの効率は高く、過剰な電力を熱として消費する代わりに、入力を連続的に切り替えて出力を制御するためです。
デメリット
SMPSには、次のような短所がほとんどありません。
- 高周波スイッチングのためにノイズが存在します。
- 回路は複雑です。
- 電磁干渉が発生します。
利点
SMPSの利点は次のとおりです。
- 効率は80〜90％と高い
- 発熱が少ない。より少ない電力の浪費。
- 主電源への高調波フィードバックの低減。
- 装置はコンパクトで小型です。
- 製造コストが削減されます。
- 必要な数の電圧を提供するための準備。
アプリケーション
SMPSには多くの用途があります。 それらは、コンピューターのマザーボード、携帯電話充電器、HVDC測定、バッテリー充電器、中央配電、自動車、家電、ラップトップ、セキュリティシステム、宇宙ステーションなどで使用されています。
SMPSの種類
SMPSは、非調整DCまたはAC電圧から調整DC出力電圧を取得するために設計されたスイッチモード電源回路です。 SMPSには、次の4つの主なタイプがあります。
- DC-DCコンバーター
- AC-DCコンバーター
- フライバックコンバーター
- フォワードコンバーター
入力セクションのAC-DC変換部は、AC-DCコンバーターとDC-DCコンバーターを区別します。 フライバックコンバーターは、低電力アプリケーションに使用されます。 また、SMPSタイプには、要件に応じて出力電圧を増減する降圧コンバーターと昇圧コンバーターがあります。 他のタイプのSMPSには、自励発振フライバックコンバーター、バックブーストコンバーター、Cuk、Sepicなどがあります。
