材料-はじめに

自然界のすべての*材料*には特定の特性があります。これらのプロパティは、マテリアルの動作を定義します。マテリアルサイエンスは、さまざまな材料や空間がさまざまな条件にさらされたときに、それらの電子の流れを研究する電子工学の分野です。

固体内の原子の混合により、単一のエネルギーレベルではなく、エネルギーレベルのバンドが形成されます。密集しているこれらのエネルギーレベルのセットは、*エネルギーバンド*と呼ばれます。

材料の種類

価電子が存在するエネルギー帯は*価電子帯*と呼ばれ、伝導電子が存在する帯は*伝導帯*と呼ばれます。これら2つのバンド間のエネルギーギャップは、*禁止エネルギーギャップ*と呼ばれます。

電子的には、材料は絶縁体、半導体、導体に大別されます。

絶縁体-絶縁体は、大きな禁止されたギャップのために伝導が起こらないような材料です。例：木材、ゴム。
半導体-半導体は、禁止されたエネルギーギャップが小さく、何らかの外部エネルギーが加えられると伝導が起こるような材料です。例：シリコン、ゲルマニウム。
導体-導体は、価電子帯と伝導帯が重なるほど非常に近くなると禁止されたエネルギーギャップがなくなるような材料です。例：銅、アルミニウム。

3つすべてのうち、電気に対する抵抗性が必要な場合は絶縁体が使用され、伝導率を高くする必要がある場合は導体が使用されます。半導体は、それらがどのように使用されるかという特定の関心を引き起こすものです。

半導体

半導体*は、抵抗率が導体と絶縁体の間にある物質です。抵抗率の特性は、材料を半導体として決定する唯一のものではありませんが、次のような特性はほとんどありません。

半導体の抵抗率は、絶縁体よりも小さく、導体よりも大きくなっています。
半導体には負の温度係数があります。半導体の抵抗は、温度の低下とともに増加し、逆も同様です。
半導体の導電特性は、適切な金属不純物が追加されると変化します。これは非常に重要な特性です。

半導体デバイスは、エレクトロニクスの分野で広く使用されています。トランジスタはかさばる真空管に取って代わり、デバイスのサイズとコストが削減され、この革命は集積エレクトロニクスのような新しい発明につながるペースを上げ続けています。半導体は次のように分類できます。

半導体

非常に純粋な形の半導体は、真性半導体*と言われています。しかし、この純粋な形の伝導能力は低すぎます。真性半導体の伝導能力を高めるには、不純物を追加することをお勧めします。不純物を追加するこのプロセスは、「ドーピング」と呼ばれます。現在、このドープされた真性半導体は *Extrinsic Semiconductor と呼ばれています。

追加される不純物は、一般に* 5価*および* 3価*の不純物です。これらの種類の不純物に応じて、別の分類が行われます。 五価*不純物が純粋な半導体に追加されると、それは N型外因性半導体*と呼ばれます。同様に、三価*不純物が純粋な半導体に添加される場合、それは P型外因性半導体*と呼ばれます。

P-Nジャンクション

電子がその場所から移動すると、そこにホールが形成されると言われています。したがって、ホールには電子がありません。電子が負の端子から正の端子に移動すると言われている場合、それは正孔が正の端子から負の端子に移動していることを意味します。

上記の材料は、半導体技術の基本です。 5価の不純物を添加して形成された* N型*材料は、多数キャリアとしての電子*および少数キャリアとしての正孔を持ちます。一方、3価の不純物を添加して形成された Pタイプ*材料には、多数キャリアとして*ホールがあり、少数キャリアとして電子があります。

P材料とN材料を結合するとどうなるかを理解してみましょう。

P型とN型の材料を互いに近づけると、下図に示すように、両方が結合して接合を形成します。

PNタイプ

Pタイプの材料には、*多数*のキャリア*として*穴があり、Nタイプの材料には*多数のキャリア*として*電子*があります。反対の電荷が引き付けられると、P型の正孔はn側に移動する傾向が少なくなりますが、N型の電子はほとんどP側に移動しません。

両方が接合部に向かって移動すると、正孔と電子が互いに再結合して中和し、イオンを形成します。さて、この接合部には、図に示すように* PN接合部*または接合障壁と呼ばれる、正および負のイオンが形成される領域が存在します。

PNジャンクション

P側に負イオン、N側に正イオンが形成されると、PN接合の両側に狭い帯電領域が形成されます。この領域には現在、可動電荷キャリアがありません。ここに存在するイオンは固定されており、電荷キャリアなしでそれらの間の空間領域を維持しています。

この領域はPタイプとNタイプの材料間のバリアとして機能するため、これは*バリアジャンクション*とも呼ばれます。これには Depletion region と呼ばれる別の名前があり、両方の領域を使い果たすことを意味します。接合部を通過する正孔と電子のさらなる移動を妨げるため、「ポテンシャル障壁」と呼ばれる接合部を横切るイオンの形成による電位差V〜D〜が発生します。この形成は*ダイオード*と呼ばれます。

ダイオードのバイアス

ダイオードまたは任意の2つの端子コンポーネントを回路に接続すると、所定の電源で2つのバイアス状態が発生します。それらは Forward biased 状態と Reverse biased 状態です。

順方向バイアス状態

回路内でダイオードを接続し、そのアノードを電源のプラス端子に接続し、カソードをマイナス端子に接続すると、そのような接続は「順方向バイアス」状態と呼ばれます。

この種の接続により、回路はますます順方向にバイアスされ、伝導が促進されます。ダイオードは順バイアス状態で良好に伝導します。

逆バイアス状態

回路内でダイオードを接続し、そのアノードを電源のマイナス端子に、カソードをプラス端子に接続すると、そのような接続は「逆バイアス」状態と呼ばれます。

この種の接続により、回路はますます逆バイアスされ、導通を最小限に抑え、防止するのに役立ちます。ダイオードは逆バイアス状態では導通できません。

上記の情報により、PNジャンクションとは何かがわかりました。この知識があれば、次の章でトランジスタについて話を進めましょう。

トランジスタ-概要

単一のPN接合、または単にダイオードについての詳細を知った後、2つのPN接合の接続を試してみましょう。別のP型材料またはN型材料が単一のPN接合に追加されると、別の接合が形成されます。このような構成は、単に*トランジスタ*と呼ばれます。

トランジスタ*は、電流または電圧の流れを調整し、信号のスイッチまたはゲートとして機能する3端子半導体デバイスです。

トランジスタの使用

トランジスタは、アンプとして機能し、信号強度を上げる必要があります。
トランジスタは、利用可能なオプションから選択するための*スイッチ*としても機能します。
また、信号の入力*電流と電圧*を*調整*します。

トランジスタの構造の詳細

トランジスタは、2つのダイオードを背中合わせに接続することにより形成される3端子ソリッドステートデバイスです。したがって、* 2つのPNジャンクション*があります。 3つの半導体材料から3つの端子が引き出されます。このタイプの接続には、2種類のトランジスタがあります。それらは PNP と NPN であり、これは2つのPtype間のNタイプ材料を意味し、もう1つは2つのNタイプ間のPタイプ材料です。

次の図は、トランジスタの基本構造を示しています

トランジスタ構造

トランジスタから引き出された3つの端子は、エミッタ、ベース、および*コレクタ*端子を示します。以下に説明する機能を備えています。

エミッタ

上記の構造の左側は、*エミッタ*として理解できます。
これは*中程度のサイズ*であり、*主要な機能が*多数*キャリアを*供給する*ため、*重くドープ*されています。電子または正孔。
これは電子を放出するため、エミッターと呼ばれます。
これは、単に文字 E で示されます。

Base

上の図の中央の素材は*ベース*です。
これは thin および lightlydoped です。
その主な機能は、エミッターからコレクターに多数キャリアを「渡す」ことです。
これは、文字 B で示されます。

コレクタ

上の図の右側の資料は、「コレクター」として理解できます。
その名前は、*キャリアを収集する*機能を意味します。
これは、エミッタとベースよりもサイズが*少し大きい*です。 適度にドープされています。
これは、文字 C で示されます。

PNPおよびNPNトランジスタの記号は以下のとおりです。

トランジスタシンボル

上の図の「矢印」は、トランジスタの「エミッタ」を示しています。トランジスタのコレクタはより大きな電力を消費する必要があるため、大きくします。エミッターとコレクターの特定の機能により、それらは*互換性がありません*。したがって、トランジスタを使用している間は、端子を常に念頭に置いてください。

実用的なトランジスタでは、識別のためにエミッタリードの近くにノッチがあります。 PNPトランジスタとNPNトランジスタは、マルチメーターを使用して区別できます。次の図は、実際のさまざまなトランジスタがどのように見えるかを示しています。

マルチメータ

これまで、トランジスタの構造の詳細について説明しましたが、トランジスタの動作を理解するには、最初にバイアスについて知る必要があります。

トランジスタバイアス

トランジスタは2つのダイオードの組み合わせであることがわかっているため、ここには2つの接合部があります。 1つのジャンクションはエミッタとベースの間にあるため、*エミッタ-ベースジャンクション*と呼ばれ、同様にもう1つのジャンクションは*コレクタ-ベースジャンクション*です。

バイアス*は、電源を供給することで回路の動作を制御しています。両方のPN接合の機能は、DC電源を介して回路にバイアスを供給することにより制御されます。下の図は、トランジスタがどのようにバイアスされるかを示しています。

バイアス

上の図を見ると、

N型材料には負の電源が供給され、P型材料には正の電源が供給されて、回路が*順方向バイアス*になります。
N型材料には正の電源が供給され、P型材料には負の電源が供給されて、回路が*逆バイアス*になります。

電力を印加することにより、エミッタ抵抗が非常に小さいため、エミッタベースジャンクション*は常に*順方向にバイアスされます。 *コレクタベースジャンクション*は*逆バイアス*であり、抵抗は少し高くなっています。エミッタ接合では小さな順方向バイアスで十分ですが、コレクタ接合では高い逆バイアスを適用する必要があります。

上記の回路に示されている電流の方向は、*従来の電流*とも呼ばれ、*電子電流*とは反対の正孔電流の動きです。

PNPトランジスタの動作

PNPトランジスタの動作は、エミッターベース接合が順方向にバイアスされ、コレクターベース接合が逆方向にバイアスされている次の図を参照することで説明できます。

PNPトランジスタ

電圧* V〜EE〜は、P型材料の穴をはじくエミッターに正の電位を与え、これらの穴はエミッターベース接合を通過してベース領域に到達します。非常に低い割合のホールがN領域の自由電子と再結合します。これにより、ベース電流 I〜B〜を構成する非常に低い電流が得られます。残りのホールはコレクター-ベース接合部を横切り、ホール電流であるコレクター電流 I〜C〜*を構成します。

穴がコレクター端子に達すると、バッテリーのマイナス端子からの電子がコレクターの空間を満たします。この流れはゆっくりと増加し、電子の少数電流がエミッターを流れます。ここで、* V〜EE〜の正の端子に入る各電子は、エミッター接合に向かって移動することにより、ホールに置き換えられます。これはエミッタ電流 I〜E〜*を構成します。

したがって、我々はそれを理解することができます-

PNPトランジスタの伝導は、穴を通して行われます。
コレクタ電流はエミッタ電流よりわずかに小さくなります。
エミッタ電流の増減は、コレクタ電流に影響します。

NPNトランジスタの動作

NPNトランジスタの動作は、エミッターベース接合が順方向にバイアスされ、コレクターベース接合が逆方向にバイアスされている次の図を参照することで説明できます。

NPNトランジスタ

電圧* V〜EE〜は、N型材料の電子をはじくエミッターに負の電位を与え、これらの電子はエミッターベース接合を通過してベース領域に到達します。そこでは、非常に低い割合の電子がP領域の自由正孔と再結合します。これにより、ベース電流 I〜B〜を構成する非常に低い電流が得られます。残りの穴はコレクターとベースの接合部を横切り、コレクター電流 I〜C〜*を構成します。

電子がコレクター端子から出てバッテリーの正端子に入ると、バッテリーの負端子* V〜EE〜*からの電子がエミッター領域に入ります。この流れはゆっくりと増加し、電子電流がトランジスタを流れます。

したがって、我々はそれを理解することができます-

NPNトランジスタの伝導は、電子を介して行われます。
コレクタ電流はエミッタ電流よりも高くなっています。
エミッタ電流の増減は、コレクタ電流に影響します。

トランジスタの利点

以下のようなトランジスタを使用する多くの利点があります-

高電圧ゲイン。
より低い供給電圧で十分です。
低電力アプリケーションに最適です。
重量が小さくて軽い。
真空管よりも機械的に強い。
真空管のような外部加熱は不要です。
抵抗器やダイオードと統合してICを製造するのに非常に適しています。

消費電力が低いため、高電力アプリケーションには使用できないなどの欠点はほとんどありません。入力インピーダンスが低く、温度に依存します。

トランジスタ構成

トランジスタには、エミッタ、ベース、*コレクタ*の3つの端子があります。これらの3つの端子を使用して、3つの異なる構成で入力と出力の両方に共通の1つの端子を持つ回路にトランジスタを接続できます。

3種類の構成は、 Common Base、Common Emitter 、および Common Collector 構成です。すべての構成で、エミッタ接合は順方向にバイアスされ、コレクタ接合は逆方向にバイアスされます。

共通ベース（CB）構成

名前自体は、 Base 端子がトランジスタの入力と出力の両方の共通端子として使用されることを意味します。 NPNトランジスタとPNPトランジスタの両方の共通ベース接続は、次の図に示すとおりです。

共通ベース接続

理解のために、CB構成のNPNトランジスタを考えてみましょう。エミッター電圧が印加されると、それは順方向にバイアスされるため、負端子からの電子がエミッター電子をはじき、電流がエミッターとベースを通ってコレクターに流れ、コレクター電流に寄与します。この間、コレクタ電圧V〜CB〜は一定に保たれます。

CB構成では、入力電流はエミッタ電流* I〜E〜であり、出力電流はコレクタ電流 I〜C〜*です。

現在の増幅係数（α）

コレクタ電圧V〜CB〜を一定に保ったときのコレクタ電流の変化（ΔI〜C〜）とエミッタ電流の変化（ΔI〜E〜）の比は、*電流増幅率*と呼ばれます。 *α*で示されます。

$ \ alpha = \ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_E} $定数V〜CB〜

コレクタ電流の式

上記の考え方で、コレクター電流の表現を試みてみましょう。

エミッタ電流の流れに加えて、正孔再結合によりベース端子を流れるベース電流* I〜B〜があります。コレクタ-ベース接合には逆バイアスがかかるため、少数の電荷キャリアにより流れる別の電流があります。これは I〜leakage〜*として理解できる漏れ電流です。これは少数の電荷キャリアによるものであり、したがって非常に小さい。

コレクタ端子に到達するエミッタ電流は

\ alpha I_E

総コレクタ電流

I_C = \ alpha I_E + I _ \ {leakage}

エミッターベース電圧V〜EB〜= 0の場合でも、小さな漏れ電流が流れます。これはI〜CBO〜（出力が開いた状態のコレクターベース電流）と呼ばれます。

したがって、コレクタ電流は次のように表現できます。

I_C = \ alpha I_E + I _ \ {CBO}

I_E = I_C + I_B

I_C = \ alpha（I_C + I_B）+ I _ \ {CBO}

I_C（1-\ alpha）= \ alpha I_B + I _ \ {CBO}

I_C = \ frac \ {\ alpha} \ {1-\ alpha} I_B + \ frac \ {I _ \ {CBO}} \ {1-\ alpha}

I_C = \ left（\ frac \ {\ alpha} \ {1-\ alpha} \ right）I_B + \ left（\ frac \ {1} \ {1-\ alpha} \ right）I _ \ {CBO}

したがって、上記の導出はコレクタ電流の式です。コレクタ電流の値は、使用中のトランジスタの電流増幅率とともに、ベース電流とリーク電流に依存します。

CB構成の特性

この構成は電圧ゲインを提供しますが、電流ゲインは提供しません。
V〜CB〜が一定で、エミッターベース電圧V〜EB〜がわずかに増加すると、エミッター電流I〜E〜が増加します。
エミッタ電流I〜E〜は、コレクタ電圧V〜CB〜に依存しません。
コレクタ電圧V〜CB〜は、V〜EB〜が一定に保たれている場合にのみ、低電圧でのみコレクタ電流I〜C〜に影響を与えます。
入力抵抗* R〜i〜*は、一定のコレクタベース電圧V〜CB〜でのエミッタ-ベース電圧の変化（ΔV〜EB〜）とエミッタ電流の変化（ΔI〜E〜）の比です。

$ R_i =定数V〜CB〜での\ frac \ {\ Delta V _ \ {EB}} \ {\ Delta I_E} $

入力抵抗は非常に低い値であるため、エミッタ電流I〜E〜の大きな電流を生成するには、V〜EB〜の小さな値で十分です。
出力抵抗* R〜o〜*は、一定のエミッタ電流IEでのコレクタベース電圧の変化（ΔV〜CB〜）とコレクタ電流の変化（ΔI〜C〜）の比です。

$ R_o = \ frac \ {\ Delta V _ \ {CB}} \ {\ Delta I_C} $定数I〜E〜

出力抵抗は非常に高い値であるため、V〜CB〜の大きな変化はコレクタ電流I〜C〜の非常に小さな変化を生成します。
この構成は、温度の上昇に対して優れた安定性を提供します。
CB構成は、高周波アプリケーションに使用されます。

共通エミッター（CE）構成

名前自体は、*エミッタ*端子がトランジスタの入力と出力の両方の共通端子として使用されることを意味します。 NPNトランジスタとPNPトランジスタの両方の共通エミッタ接続は、次の図に示すとおりです。

共通エミッター接続

CB構成と同様に、エミッタ接合は順方向にバイアスされ、コレクタ接合は逆方向にバイアスされます。電子の流れも同様に制御されます。ここで入力電流はベース電流* I〜B〜であり、出力電流はコレクタ電流 I〜C〜*です。

ベース電流増幅率（β）

コレクタ電流の変化（ΔI〜C〜）とベース電流の変化（ΔI〜B〜）の比は、*ベース電流増幅率*として知られています。それはβで示されます。

\ beta = \ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_B}

βとαの関係

ベース電流増幅率とエミッタ電流増幅率の関係を導き出してみましょう。

\ beta = \ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_B}

\ alpha = \ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_E}

I_E = I_B + I_C

\ Delta I_E = \ Delta I_B + \ Delta I_C

\ Delta I_B = \ Delta I_E-\ Delta I_C

我々は書ける

\ beta = \ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_E-\ Delta I_C}

ΔI〜E〜で割る

$$ \ beta = \ frac \ {\ Delta I_C/\ Delta I_E} \ {\ frac \ {\ Delta I_E} \ {\ Delta I_E}-\ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_E}} $ $

我々は持っています

\ alpha = \ Delta I_C/\ Delta I_E

したがって、

\ beta = \ frac \ {\ alpha} \ {1-\ alpha}

上記の式から、αが1に近づくと、βが無限に達することが明らかです。

したがって、*共通エミッタ接続の電流ゲインは非常に高い*です。これが、この回路接続が主にすべてのトランジスタアプリケーションで使用される理由です。

コレクタ電流の式

コモンエミッター構成では、I〜B〜は入力電流で、I〜C〜は出力電流です。

知ってる

I_E = I_B + I_C

And

I_C = \ alpha I_E + I _ \ {CBO}

= \ alpha（I_B + I_C）+ I _ \ {CBO}

I_C（1-\ alpha）= \ alpha I_B + I _ \ {CBO}

I_C = \ frac \ {\ alpha} \ {1-\ alpha} I_B + \ frac \ {1} \ {1-\ alpha} I _ \ {CBO}

ベース回路が開いている場合、つまり I〜B〜= 0の場合、

ベースが開いた状態のコレクタエミッタ電流はI〜CEO〜です

I _ \ {CEO} = \ frac \ {1} \ {1-\ alpha} I _ \ {CBO}

この値を前の方程式に代入すると、次のようになります

I_C = \ frac \ {\ alpha} \ {1-\ alpha} I_B + I _ \ {CEO}

I_C = \ beta I_B + I _ \ {CEO}

したがって、コレクタ電流の式が得られます。

膝電圧

CE構成では、ベース電流I〜B〜を一定に保つことにより、V〜CE〜を変化させると、I〜C〜はV〜CE〜の1v近くまで増加し、その後一定になります。 V〜CE〜でコレクタ電流I〜C〜が変化するまでのこのV〜CE〜の値は、*ニー電圧*と呼ばれます。トランジスタはCE構成で動作している間、このニー電圧以上で動作します。

CE構成の特性

この構成は、良好な電流ゲインと電圧ゲインを提供します。
V〜CE〜を一定に保ち、V〜BE〜をわずかに増加させると、ベース電流I〜B〜はCB構成よりも急速に増加します。
ニー電圧を超えるV〜CE〜の値の場合、I〜C〜はβI〜B〜にほぼ等しくなります。
入力抵抗* R〜i〜*は、一定のコレクタエミッタ電圧V〜CE〜におけるベースエミッタ電圧の変化（ΔV〜BE〜）とベース電流の変化（ΔI〜B〜）の比です。

$ R_i =定数V〜CE〜での\ frac \ {\ Delta V _ \ {BE}} \ {\ Delta I_B} $

入力抵抗は非常に低い値であるため、ベース電流I〜B〜の大きな電流を生成するには、V〜BE〜の小さな値で十分です。
出力抵抗* R〜o〜*は、定数I〜B〜でのコレクタエミッタ電圧の変化（ΔV〜CE〜）とコレクタ電流の変化（ΔI〜C〜）の比です。

$ R_o = \ frac \ {\ Delta V _ \ {CE}} \ {\ Delta I_C} $定数I〜B〜

CE回路の出力抵抗はCB回路の出力抵抗よりも小さいため。
この構成は通常、バイアス安定化方法とオーディオ周波数アプリケーションに使用されます。

共通コレクター（CC）構成

名前自体は、*コレクタ*端子がトランジスタの入力と出力の両方の共通端子として使用されることを意味します。 NPNトランジスタとPNPトランジスタの両方の共通コレクタ接続は、次の図に示すとおりです。

共通コレクター接続

CBおよびCE構成と同様に、エミッタ接合は順方向にバイアスされ、コレクタ接合は逆方向にバイアスされます。電子の流れも同様に制御されます。ここで入力電流はベース電流* I〜B〜であり、出力電流はエミッタ電流 I〜E〜*です。

現在の増幅率（γ）

エミッタ電流の変化（ΔI〜E〜）とベース電流の変化（ΔI〜B〜）の比は、コモンコレクタ（CC）構成で*電流増幅率*として知られています。それはγで示されます。

\ gamma = \ frac \ {\ Delta I_E} \ {\ Delta I_B}

CC構成の現在のゲインは、CE構成と同じです。
CC構成の電圧ゲインは常に1未満です。

γとαの関係

γとαの間に何らかの関係を描いてみましょう

\ gamma = \ frac \ {\ Delta I_E} \ {\ Delta I_B}

\ alpha = \ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_E}

I_E = I_B + I_C

\ Delta I_E = \ Delta I_B + \ Delta I_C

\ Delta I_B = \ Delta I_E-\ Delta I_C

I〜B〜の値を代入すると、次のようになります

\ gamma = \ frac \ {\ Delta I_E} \ {\ Delta I_E-\ Delta I_C}

ΔI〜E〜で割る

$$ \ gamma = \ frac \ {\ Delta I_E/\ Delta I_E} \ {\ frac \ {\ Delta I_E} \ {\ Delta I_E}-\ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_E}} $ $

= \ frac \ {1} \ {1-\ alpha}

\ gamma = \ frac \ {1} \ {1-\ alpha}

コレクタ電流の式

知ってる

I_C = \ alpha I_E + I _ \ {CBO}

I_E = I_B + I_C = I_B +（\ alpha I_E + I _ \ {CBO}）

I_E（1-\ alpha）= I_B + I _ \ {CBO}

I_E = \ frac \ {I_B} \ {1-\ alpha} + \ frac \ {I _ \ {CBO}} \ {1-\ alpha}

I_C \ cong I_E =（\ beta + 1）I_B +（\ beta + 1）I _ \ {CBO}

上記はコレクタ電流の式です。

CC設定の特性

この構成は、電流ゲインを提供しますが、電圧ゲインは提供しません。
CC構成では、入力抵抗が高く、出力抵抗が低くなります。
この回路によって提供される電圧ゲインは1未満です。
コレクタ電流とベース電流の合計はエミッタ電流に等しくなります。
入力信号と出力信号は同相です。
この構成は、非反転アンプ出力として機能します。
この回路は主にインピーダンス整合に使用されます。つまり、高インピーダンスのソースから低インピーダンスの負荷を駆動します。

トランジスタ動作領域

トランジスタの動作用にDC電源が用意されています。このDC電源はトランジスタの2つのPN接合に与えられ、これらのエミッタおよびコレクタ接合の多数キャリアの動作に影響を与えます。

ジャンクションは、要件に基づいて順方向および逆方向にバイアスされます。 *順方向バイアス*は、正の電圧がp型に印加され、負の電圧がn型材料に印加される状態です。 *逆バイアス*は、正の電圧がn型に印加され、負の電圧がp型材料に印加される状態です。

トランジスタバイアス

適切な外部DC電圧の供給は「バイアス」と呼ばれます。順方向または逆方向のバイアスは、トランジスタのエミッタおよびコレクタ接合に対して行われます。

これらのバイアス方法により、トランジスタ回路は、アクティブ領域、飽和領域、カットオフ領域、逆アクティブ領域（ほとんど使用されません）などの4種類の領域で動作します。これは、次の表を見ると理解できます。

Emitter Junction	Collector Junction	Region of Operation
Forward biased	Forward biased	Saturation region
Forward biased	Reverse biased	Active region
Reverse biased	Forward biased	Inverse active region
Reverse biased	Reverse biased	Cut off region

これらの領域の中で、アクティブ領域のちょうど逆である逆アクティブ領域は、どのアプリケーションにも適していないため、使用されません。

アクティブリージョン

これは、トランジスタが多くの用途を持つ領域です。これは「線形領域」とも呼ばれます。この領域にあるトランジスタは、*アンプ*としてより良く機能します。

次の回路図は、アクティブ領域で動作するトランジスタを示しています。

アクティブ領域

この領域は、飽和とカットオフの間にあります。エミッタ接合が順方向にバイアスされ、コレクタ接合が逆方向にバイアスされると、トランジスタはアクティブ領域で動作します。

アクティブ状態では、コレクタ電流はベース電流のβ倍です。

I_C = \ beta I_B

ここで、I〜C〜=コレクタ電流、β=電流増幅率、I〜B〜=ベース電流。

飽和領域

これは、トランジスタが閉じたスイッチとして動作する傾向がある領域です。トランジスタには、コレクタとエミッタが短絡するという効果があります。この動作モードでは、コレクタ電流とエミッタ電流が最大になります。

次の図は、飽和領域で動作するトランジスタを示しています。

飽和領域

エミッタとコレクタの両方の接合部が順方向にバイアスされると、トランジスタは飽和領域で動作します。

飽和モードでは、

\ beta <\ frac \ {I_C} \ {I_B}

飽和領域と同様に、トランジスタは閉じたスイッチとして動作する傾向があり、

I_C = I_E

ここで、I〜C〜=コレクタ電流およびI〜E〜=エミッタ電流。

カットオフ領域

これは、トランジスタが開いたスイッチとして動作する傾向がある領域です。トランジスタには、コレクタとベースが開くという効果があります。この動作モードでは、コレクタ、エミッタ、ベースの電流はすべてゼロです。

下の図は、カットオフ領域で動作するトランジスタを示しています。

カットオフ領域

エミッタとコレクタの両方の接合部に逆バイアスがかかっている場合、トランジスタはカットオフ領域で動作します。

カットオフ領域のように、コレクタ電流、エミッタ電流、ベース電流はゼロです。

I_C = I_E = I_B = 0

ここで、I〜C〜=コレクタ電流、I〜E〜=エミッタ電流、およびI〜B〜=ベース電流。

トランジスタ負荷線解析

ここまで、トランジスタのさまざまな動作領域について説明してきました。しかし、これらすべての領域の中で、トランジスタはアクティブ領域で良好に動作するため、*線形領域*とも呼ばれています。トランジスタの出力は、コレクタ電流とコレクタ電圧です。

出力特性

トランジスタの出力特性を考慮すると、曲線は異なる入力値に対して以下のようになります。

トランジスタ出力

上記の図では、ベース電流* I〜B〜の異なる値について、コレクタ電流 I〜C〜とコレクタ電圧 V〜CE〜*の間に出力特性が描かれています。ここでは、異なる入力値に対してこれらを考慮して、異なる出力曲線を取得します。

ロードライン

最大可能コレクタ電流の値が考慮されると、その点はY軸上に存在します。これは*飽和点*に過ぎません。同様に、最大可能コレクターエミッター電圧の値が考慮されると、そのポイントはX軸上に存在します。これは*カットオフポイント*です。

これらの2つの点を結ぶ線が描かれている場合、そのような線は Load line と呼ばれます。これは、ロード時の出力を表すために呼び出されます。この線は、出力特性曲線の上に描かれたときに、動作点*または*静止点*または単に Q点*と呼ばれる点で接触します。

負荷線の概念は、次のグラフから理解できます。

Load Line

飽和点とカットオフ点を結合することにより、荷重線が描画されます。これら2つの間にある領域は*線形領域*です。トランジスタは、この線形領域で優れたアンプとして機能します。

DCバイアスがトランジスタに与えられているときにのみこの負荷線が引かれ、入力*信号が適用されない場合、そのような負荷線は DC負荷線*と呼ばれます。 入力信号*がDC電圧とともに印加される条件下で描かれた負荷線に対して、そのような線は AC負荷線*と呼ばれます。

DC負荷ライン

トランジスタにバイアスが与えられ、その入力に信号が印加されていない場合、そのような条件下で描かれた負荷線は DC 状態として理解できます。ここでは、*信号が存在しない*ため、増幅はありません。回路は次のようになります。

信号不在

任意の時点でのコレクタエミッタ電圧の値は

V _ \ {CE} = V _ \ {CC}-I_C R_C

V〜CC〜とR〜C〜は固定値であるため、上記は1次方程式であり、したがって出力特性上の直線になります。この行は* D.Cと呼ばれます。ロードライン*。下の図は、DC負荷ラインを示しています。

DC負荷線

荷重線を取得するには、直線の2つの終点を決定します。これらの2つのポイントをAとBとします。

Aを取得するには

コレクタエミッタ電圧V〜CE〜= 0の場合、コレクタ電流は最大で、V〜CC〜/R〜C〜に等しくなります。これにより、V〜CE〜の最大値が得られます。これは

V _ \ {CE} = V _ \ {CC}-I_C R_C

0 = V _ \ {CC}-I_C R_C

I_C = V _ \ {CC}/R_C

これにより、上図に示すコレクター電流軸上のポイントA（OA = V〜CC〜/R〜C〜）が得られます。

Bを取得するには

コレクタ電流I〜C〜= 0の場合、コレクタエミッタ電圧は最大になり、V〜CC〜に等しくなります。これにより、I〜C〜の最大値が得られます。これは

V _ \ {CE} = V _ \ {CC}-I_C R_C

= V _ \ {CC}

（AS I〜C〜= 0）

これによりポイントBが得られます。これは、上の図に示されているコレクターエミッター電圧軸上の（OB = V〜CC〜）を意味します。

したがって、飽和点とカットオフ点の両方を決定し、負荷線が直線であることを学びました。したがって、DC負荷線を引くことができます。

AC負荷線

前述のDC負荷線は、AC電圧が印加されていないときのコレクター電流と電圧の変動を分析します。一方、AC負荷ラインは、ピーク間電圧、または特定のアンプの最大出力振幅を提供します。

理解のために、CEアンプのAC等価回路を検討します。

AC負荷ライン

上の図から、

V _ \ {CE} =（R_C//R_1）\ times I_C

r_C = R_C//R_1

トランジスタがアンプとして動作するには、アクティブ領域に留まる必要があります。静止点は、最大入力信号の偏位が負の半サイクルと正の半サイクルの両方で対称になるように選択されます。

したがって、

$ V _ \ {max} = V _ \ {CEQ} $および$ V _ \ {min} = -V _ \ {CEQ} $

ここで、V〜CEQ〜は静止点でのエミッターコレクター電圧です

次のグラフは、飽和点とカットオフ点の間に描かれたAC負荷線を表しています。

Ac Graph

上のグラフから、飽和点での現在のICは

I _ \ {C（sat）} = I _ \ {CQ} +（V _ \ {CEQ}/r_C）

カットオフポイントの電圧V〜CE〜は

V _ \ {CE（off）} = V _ \ {CEQ} + I _ \ {CQ} r_C

したがって、対応するV〜CEQ〜= V〜CEQ〜/（R〜C〜//R〜1〜）の最大電流は

I _ \ {CQ} = I _ \ {CQ} *（R_C//R_1）

したがって、静止電流を追加することにより、AC負荷ラインの終点は

I _ \ {C（sat）} = I _ \ {CQ} + V _ \ {CEQ}/（R_C//R_1）

V _ \ {CE（off）} = V _ \ {CEQ} + I _ \ {CQ} *（R_C//R_1）

ACおよびDC負荷線

ACおよびDC負荷線がグラフで表される場合、それらが同一ではないことが理解できます。これらの線は両方とも* Qポイント*または*静止ポイント*で交差します。 AC負荷線の終点は飽和点であり、カットオフポイントです。これは次の図から理解できます。

AC DCライン

上図から、ベース電流IBの値が10mAのときに静止点（暗い点）が得られることがわかります。これは、AC負荷線とDC負荷線の両方が交差するポイントです。

次の章では、*静止点*または*動作点*の概念について詳しく説明します。

動作点

飽和点と切断点を結ぶ線が描かれている場合、そのような線は Load line と呼ばれます。この線は、出力特性曲線上に描かれると、*動作点*と呼ばれる点で接触します。

この動作点は、静止点*または単に Q点*とも呼ばれます。このような交差点は多数存在する可能性がありますが、AC信号の振幅に関係なくトランジスタがアクティブ領域に留まるようにQポイントが選択されます。

次のグラフは、動作点を表す方法を示しています。

操作

動作点は、忠実な増幅を達成するために安定したままでなければならないため、乱されてはなりません。したがって、静止点またはQ点は、*忠実な増幅*が達成される値です。

忠実な増幅

信号強度を増加させるプロセスは、*増幅*と呼ばれます。この増幅は、信号の成分を損失することなく実行される場合、*忠実な増幅*と呼ばれます。

忠実な増幅*は、信号強度を上げることにより入力信号の完全な部分を取得するプロセスです。これは、AC信号が入力に加えられたときに行われます。

忠実な増幅

上記のグラフでは、入力された入力信号は完全に増幅され、損失なく再生されます。これは*忠実な増幅*と理解できます。

動作点は、*アクティブ領域*にあるように選択され、損失なしで完全な信号の再生に役立ちます。

動作点が飽和点に近いと見なされる場合、増幅は以下のようになります。

飽和点付近

操作点がカットオフ点に近いと見なされる場合、増幅は以下のようになります。

カットオフポイント

したがって、動作点の配置は、忠実な増幅を達成するための重要な要素です。ただし、トランジスタがアンプとして適切に機能するためには、入力回路（ベースエミッタジャンクション）が順方向にバイアスされ、出力回路（コレクタベースジャンクション）が逆バイアスのままです。

したがって、増幅された信号には入力信号と同じ情報が含まれますが、信号の強度は増加します。

忠実な増幅の重要な要因

忠実な増幅を確保するには、次の基本条件を満たしている必要があります。

適切なゼロ信号コレクター電流
いつでも最小の適切なベース-エミッター電圧（V〜BE〜）。
最小の適切なコレクターエミッター電圧（V〜CE〜）。

これらの条件が満たされると、トランジスタは、入力が順方向にバイアスされ、出力が逆方向にバイアスされたアクティブ領域で動作します。

適切なゼロ信号コレクター電流

これを理解するために、下図に示すようなNPNトランジスタ回路を考えてみましょう。ベース-エミッタ接合は順方向にバイアスされ、コレクタ-エミッタ接合は逆方向にバイアスされます。入力に信号が印加されると、NPNトランジスタのベース-エミッタ接合部が入力の正の半サイクルの間順方向にバイアスされるため、出力に現れます。

負の半サイクルの場合、同じ接合部に逆バイアスがかかるため、回路は導通しません。これは、以下の図に示すように、*不忠実な増幅*につながります。

不忠実な増幅

ベース回路にバッテリーV〜BB〜を導入しましょう。この電圧の大きさは、入力信号の負の半サイクルであっても、トランジスタのベース-エミッタ接合が順方向にバイアスされたままでなければなりません。入力信号が印加されていない場合、V〜BB〜により、回路にDC電流が流れます。これは、ゼロ信号コレクタ電流 I〜C〜として知られています。

入力の正の半サイクル中、ベース-エミッタ接合はより順方向にバイアスされるため、コレクタ電流が増加します。入力の負の半サイクルでは、入力接合部の順方向バイアスが小さくなるため、コレクタ電流が減少します。したがって、次の図に示すように、入力の両方のサイクルが出力に表示されるため、*忠実な増幅*の結果が得られます。

忠実な結果

したがって、忠実な増幅のためには、適切なゼロ信号コレクタ電流が流れる必要があります。ゼロ信号コレクタ電流の値は、信号のみによる少なくとも最大コレクタ電流に等しくなければなりません。

いつでも適切な最小V〜BE〜

ベースからエミッタへの最小電圧V〜BE〜は、順方向にバイアスされるジャンクションのカットイン電圧よりも大きくなければなりません。シリコントランジスタが導通するために必要な最小電圧は0.7v、ゲルマニウムトランジスタが導通するために必要な電圧は0.5vです。ベースエミッタ間電圧V〜BE〜がこの電圧よりも大きい場合、電位障壁が克服され、ベース電流とコレクタ電流が急激に増加します。

したがって、入力信号のいずれかの部分でV〜BE〜が低くなると、結果として生じる小さなコレクタ電流のために、その部分はそれほど増幅されず、不正確な増幅が生じます。

いつでも適切な最小V〜CE〜

忠実な増幅を実現するには、コレクタエミッタ電圧V〜CE〜がカットイン電圧（ニー電圧）を下回ってはなりません。 V〜CE〜がニー電圧よりも小さい場合、コレクターベースの接合部は適切に逆バイアスされません。その場合、コレクタはエミッタから放出される電子を引き付けることができず、ベースに向かって流れ、ベース電流が増加します。したがって、βの値は低下します。

したがって、入力信号のいずれかの部分でV〜CE〜が低くなると、その部分の乗算の度合いが小さくなり、増幅が不正確になります。したがって、V〜CE〜がV〜KNEE〜よりも大きい場合、コレクターベース接合部は適切に逆バイアスされ、βの値は一定のままであり、忠実な増幅をもたらします。

アンプとしてのトランジスタ

トランジスタをアンプとして機能させるには、適切にバイアスをかける必要があります。次の章で適切なバイアスの必要性について説明します。ここでは、トランジスタがアンプとして機能する方法に焦点を当てましょう。

トランジスタアンプ

トランジスタは、弱い信号の強度を高めることにより増幅器として機能します。エミッタベースジャンクションに印加されるDCバイアス電圧は、順方向バイアス状態を維持します。この順方向バイアスは、信号の極性に関係なく維持されます。下の図は、アンプとして接続した場合のトランジスタの様子を示しています。

トランジスタ

入力回路の抵抗が小さいため、入力信号のわずかな変化でも出力にかなりの変化が生じます。入力信号によって発生するエミッタ電流はコレクタ電流に寄与し、これが負荷抵抗R〜L〜を流れると、その両端で大きな電圧降下が発生します。したがって、入力電圧が小さいと出力電圧が大きくなり、トランジスタがアンプとして機能することがわかります。

例

適用される入力電圧に0.1vの変化があり、さらにエミッタ電流に1mAの変化が生じるとします。このエミッタ電流は、明らかにコレクタ電流の変化を引き起こし、これも1mAになります。

5k＆ohmの負荷抵抗;コレクターに配置すると、電圧が発生します

5 k＆ohm; ×1 mA = 5V

したがって、入力の0.1vの変化は出力の5vの変化を与えることが観察されます。これは、信号の電圧レベルが増幅されることを意味します。

アンプの性能

共通エミッタモードの接続が主に採用されているため、この接続モードに関していくつかの重要な用語を最初に理解しましょう。

入力抵抗

入力回路は順方向にバイアスされるため、入力抵抗は低くなります。入力抵抗は、ベース-エミッタ接合部が信号の流れに対して提供する抵抗です。

定義により、一定のコレクターエミッター電圧でのベースエミッター電圧の小さな変化（ΔV〜BE〜）とベース電流の変化（ΔI〜B〜）の比です。

入力抵抗、$ R_i = \ frac \ {\ Delta V _ \ {BE}} \ {\ Delta I_B} $

ここで、R〜i〜=入力抵抗、V〜BE〜=ベース-エミッタ電圧、I〜B〜=ベース電流。

出力抵抗

トランジスタ増幅器の出力抵抗は非常に高いです。コレクターエミッター電圧の変化に伴い、コレクター電流はわずかに変化します。

定義により、これは、一定のベース電流でのコレクター-エミッター電圧の変化（ΔV〜CE〜）と、結果として生じるコレクター電流の変化（ΔI〜C〜）の比です。

出力抵抗= $ R_o = \ frac \ {\ Delta V _ \ {CE}} \ {\ Delta I_C} $

ここで、R〜o〜=出力抵抗、V〜CE〜=コレクターエミッター電圧、I〜C〜=コレクターエミッター電圧。

有効なコレクター負荷

負荷はトランジスタのコレクタに接続され、シングルステージ増幅器の場合、出力電圧はトランジスタのコレクタから取得され、マルチステージ増幅器の場合、トランジスタ回路のカスケード接続されたステージから収集されます。

定義上、これはa.cから見た合計負荷です。コレクタ電流。単段増幅器の場合、有効なコレクタ負荷は、R〜C〜とR〜o〜の並列の組み合わせです。

有効なコレクタ負荷、$ R _ \ {AC} = R_C//R_o $

= \ frac \ {R_C \ times R_o} \ {R_C + R_o} = R _ \ {AC}

したがって、シングルステージアンプの場合、実効負荷はコレクタ負荷R〜C〜に等しくなります。

多段増幅器（つまり、複数の増幅段がある場合）、次の段の入力抵抗R〜i〜も影響を受けます。

有効なコレクター負荷は、R〜C〜、R〜o〜、およびR〜i〜の並列組み合わせになります。

有効なコレクタ負荷、$ R _ \ {AC} = R_C//R_o//R_i $

R_C//R_i = \ frac \ {R_C R_i} \ {R_C + R_i}

入力抵抗R〜i〜は非常に小さいため、実効負荷は減少します。

電流ゲイン

入力電流と出力電流の変化が観察されるときの電流に関するゲインは、*電流ゲイン*と呼ばれます。定義により、これはコレクタ電流の変化（ΔI〜C〜）とベース電流の変化（ΔI〜B〜）の比です。

現在のゲイン、$ \ beta = \ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_B} $

βの値の範囲は20〜500です。電流利得は、入力電流がコレクタ電流のβ倍になることを示しています。

電圧利得

入力および出力電流の変化が観察されるときの電圧に関するゲインは、*電圧ゲイン*と呼ばれます。定義により、これは入力電圧の変化（ΔV〜BE〜）に対する出力電圧の変化（ΔV〜CE〜）の比です。

電圧ゲイン、$ A_V = \ frac \ {\ Delta V _ \ {CE}} \ {\ Delta V _ \ {BE}} $

= \ frac \ {変更\：in \：出力\：現在の\ times有効\：負荷} \ {変更\：in \：入力\：現在の\ times入力\：抵抗}

= \ frac \ {\ Delta I_C \ times R _ \ {AC}} \ {\ Delta I_B \ times R_i} = \ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_B} \ times \ frac \ {R_ \ {AC}} \ {R_i} = \ beta \ times \ frac \ {R _ \ {AC}} \ {R_i}

単一ステージの場合、R〜AC〜= R〜C〜。

ただし、マルチステージの場合、

R _ \ {AC} = \ frac \ {R_C \ times R_i} \ {R_C + R_i}

ここで、R〜i〜は次のステージの入力抵抗です。

パワーゲイン

入力および出力電流の変化が観察されるときの電力に関するゲインは、*電力ゲイン*と呼ばれます。

定義では、入力信号電力に対する出力信号電力の比率です。

パワーゲイン、$ A_P = \ frac \ {（\ Delta I_C）^ 2 \ times R _ \ {AC}} \ {（\ Delta I_B）^ 2 \ times R_i} $

$$ = \ left（\ frac \ {\ Delta I_C} \ {\ Delta I_B} \ right）\ times \ frac \ {\ Delta I_C \ times R _ \ {AC}} \ {\ Delta I_B \ times R_i} $ $

電流ゲイン×電圧ゲイン

したがって、これらはすべてアンプの性能を指す重要な用語です。

トランジスタバイアス

バイアスは、回路の機能に役立つDC電圧を供給するプロセスです。トランジスタは、エミッタベースジャンクションを順方向にバイアスし、コレクタベースジャンクションを逆方向にバイアスして、アクティブ領域を維持し、増幅器として機能させるために基づいています。

前の章で、入力セクションと出力セクションの両方にバイアスがかかっている場合、トランジスタがどのように優れたアンプとして機能するかを説明しました。

トランジスタバイアス

信号の通過中にゼロ信号コレクタ電流が適切に流れ、適切なコレクタエミッタ電圧が維持されることは、*トランジスタバイアス*として知られています。トランジスタバイアスを提供する回路は、*バイアス回路*と呼ばれます。

DCバイアスの必要性

非常に小さな電圧の信号がBJTの入力に与えられると、増幅できません。 BJTの場合、信号を増幅するには2つの条件が満たされる必要があるためです。

トランジスタを ON にするには、入力電圧が*カットイン電圧*を超える必要があります。
BJTは*アクティブ領域*にあり、*アンプ*として動作する必要があります。

適切なDC電圧と電流が外部ソースからBJTを介して与えられ、BJTがアクティブ領域で動作し、増幅されるAC信号を重畳する場合、この問題は回避できます。与えられたDC電圧と電流は、入力ACサイクル全体にわたってトランジスタがアクティブ領域に留まるように選択されます。したがって、DCバイアスが必要です。

次の図は、入力回路と出力回路の両方にDCバイアスを備えたトランジスタアンプを示しています。

DCバイアス

トランジスタを忠実なアンプとして動作させるには、動作点を安定させる必要があります。動作点の安定化に影響する要因を見てみましょう。

操作点に影響する要因

動作点に影響を与える主な要因は温度です。温度の変化により動作点がシフトします。

温度が上昇すると、I〜CE〜、β、V〜BE〜の値が影響を受けます。

I〜CBO〜は2倍になります（10 ^ o ^上昇ごとに）
V〜BE〜は2.5mv減少します（1 ^ o ^上昇ごとに）

したがって、動作点に影響する主な問題は温度です。したがって、安定性を実現するために、動作点は温度に依存しないようにする必要があります。これを実現するために、バイアス回路が導入されています。

安定

温度変化やトランジスタパラメータの変動に依存しない動作点を作成するプロセスは、*安定化*と呼ばれます。

安定化が達成されると、I〜C〜とV〜CE〜の値は、温度変動やトランジスタの置換に依存しなくなります。優れたバイアス回路は、動作点の安定化に役立ちます。

安定化の必要性

次の理由により、動作点の安定化を達成する必要があります。

I〜C〜の温度依存性
個々のバリエーション
熱暴走

これらの概念を詳細に理解しましょう。

I〜C〜の温度依存性

コレクタ電流I〜C〜の式は

I_C = \ beta I_B + I _ \ {CEO}

= \ beta I_B +（\ beta + 1）I _ \ {CBO}

コレクタ漏れ電流I〜CBO〜は、温度変動の影響を大きく受けます。これから抜け出すために、ゼロ信号コレクタ電流I〜C〜= 1 mAになるようにバイアス条件を設定します。したがって、動作点を安定させる必要があります。 I〜C〜を一定に保つ必要があります。

個々のバリエーション

βの値とV〜BE〜の値はすべてのトランジスタで同じではないため、トランジスタが交換されるたびに、動作点が変化する傾向があります。したがって、動作点を安定させる必要があります。

熱暴走

コレクタ電流I〜C〜の式は

I_C = \ beta I_B + I _ \ {CEO}

= \ beta I_B +（\ beta + 1）I _ \ {CBO}

コレクタ電流とコレクタ漏れ電流の流れは、熱放散を引き起こします。動作点が安定しない場合、この熱放散を増加させる累積効果が発生します。

このような不安定なトランジスタの自己破壊は、*熱暴走*として知られています。

熱暴走*とトランジスタの破壊を避けるために、動作点を安定させる、つまりI〜C〜を一定に保つ必要があります。

安定係数

I〜CBO〜またはI〜CO〜が変化しても、I〜C〜は一定に保つ必要があることが理解されます。バイアス回路がこれを維持するのに成功する程度は、安定性係数*によって測定されます。 *S で示されます。

定義により、定数βおよびI〜B〜でのコレクタ漏れ電流I〜CO〜に対するコレクタ電流I〜C〜の変化率は*安定係数*と呼ばれます。

$ S =定数I〜B〜およびβでの\ frac \ {d I_C} \ {d I _ \ {CO}} $

したがって、コレクタリーク電流が変化すると、コレクタ電流が大幅に変化することがわかります。安定性係数は、コレクタ電流が影響を受けないように、できるだけ低くする必要があります。 S = 1が理想値です。

CE構成の安定性係数の一般的な表現は、次のように取得できます。

I_C = \ beta I_B +（\ beta + 1）I _ \ {CO}

I〜C〜に関して上記の表現を微分すると、

1 = \ beta \ frac \ {d I_B} \ {d I_C} +（\ beta + 1）\ frac \ {d I _ \ {CO}} \ {dI_C}

Or

1 = \ beta \ frac \ {d I_B} \ {d I_C} + \ frac \ {（\ beta + 1）} \ {S}

$ \ frac \ {d I _ \ {CO}} \ {d I_C} = \ frac \ {1} \ {S} $

Or

S = \ frac \ {\ beta + 1} \ {1-\ beta \ left（\ frac \ {d I_B} \ {d I_C} \ right）}

したがって、安定係数Sは、β、I〜B〜、およびI〜C〜に依存します。

トランジスタバイアスの方法

トランジスタ回路のバイアスは、2つのDCソースV〜BB〜とV〜CC〜を使用して行われます。 DC電源を2つではなく1つの電源に最小化することは経済的であり、これも回路を単純にします。

トランジスタバイアスの一般的に使用される方法は

ベース抵抗法
コレクターからベースへのバイアス
コレクター帰還抵抗によるバイアス
分圧器バイアス

これらの方法はすべて、ゼロ信号条件でV〜CC〜からI〜B〜およびI〜C〜の必要な値を取得するという同じ基本原理を持っています。

ベース抵抗法

この方法では、名前が示すように、高抵抗の抵抗器R〜B〜がベースに接続されます。必要なゼロ信号ベース電流は、R〜B〜を流れるV〜CC〜によって提供されます。ベースはエミッタに対して正であるため、ベースエミッタ接合は順方向にバイアスされます。

ベース抵抗RBの適切な値を選択することにより、ゼロ信号ベース電流の必要な値、したがってコレクタ電流（I〜C〜=βI〜B〜）を流すことができます。したがって、R〜B〜の値は既知です。下の図は、バイアス回路のベース抵抗方式がどのように見えるかを示しています。

バイアス回路

I〜C〜を必要なゼロ信号コレクター電流とします。したがって、

I_B = \ frac \ {I_C} \ {\ beta}

キルヒホフの電圧則を適用しながら、V〜CC〜、ベース、エミッタ、およびグランドからの閉回路を考慮すると、

V _ \ {CC} = I_B R_B + V _ \ {BE}

Or

I_B R_B = V _ \ {CC}-V _ \ {BE}

だから

R_B = \ frac \ {V _ \ {CC}-V _ \ {BE}} \ {I_B}

V〜BE〜は一般にV〜CC〜と比較して非常に小さいため、前者はほとんどエラーなく無視できます。その後、

R_B = \ frac \ {V _ \ {CC}} \ {I_B}

V〜CC〜は既知の固定量であり、I〜B〜は何らかの適切な値で選択されることがわかっています。 R〜B〜は直接見つけることができるため、このメソッドは*固定バイアスメソッド*と呼ばれます。

安定係数

S = \ frac \ {\ beta + 1} \ {1-\ beta \ left（\ frac \ {d I_B} \ {d I_C} \ right）}

バイアスの固定バイアス法では、I〜B〜はI〜C〜から独立しているため、

\ frac \ {d I_B} \ {d I_C} = 0

前の式に上記の値を代入すると、

安定係数、$ S = \ beta + 1 $

したがって、固定バイアスの安定係数は（β+ 1）であり、これはI〜C〜がI〜CO〜の変化の（β+ 1）倍変化することを意味します。

利点

回路は簡単です。
抵抗R〜E〜は1つだけ必要です。
バイアス条件は簡単に設定できます。
ベース-エミッタ接合に抵抗がないため、負荷効果はありません。

デメリット

熱の発生を止めることができないため、安定化は不十分です。
安定係数は非常に高いです。そのため、熱暴走の可能性が高くなります。

したがって、この方法はほとんど使用されません。

コレクターからベースへのバイアス

コレクターからベースへのバイアス回路は、以下の図に示すように、ベース抵抗R〜B〜がV〜CC〜電源ではなくコレクターに戻ることを除いて、ベースバイアス回路と同じです。

コレクターベース

この回路は、安定性を大幅に改善するのに役立ちます。 I〜C〜の値が増加すると、R〜L〜の両端の電圧が増加するため、V〜CE〜も増加します。これにより、ベース電流I〜B〜が減少します。このアクションは、元の増加をいくらか補償します。

ゼロ信号コレクタ電流I〜C〜を与えるために必要なR〜B〜の必要な値は、次のように計算できます。

R〜L〜での電圧降下は

R_L =（I_C + I_B）R_L \ cong I_C R_L

図から、

I_C R_L + I_B R_B + V _ \ {BE} = V _ \ {CC}

Or

I_B R_B = V _ \ {CC}-V _ \ {BE}-I_C R_L

だから

R_B = \ frac \ {V _ \ {CC}-V _ \ {BE}-I_C R_L} \ {I_B}

Or

R_B = \ frac \ {（V _ \ {CC}-V _ \ {BE}-I_C R_L）\ beta} \ {I_C}

KVLの適用

（I_B + I_C）R_L + I_B R_B + V _ \ {BE} = V _ \ {CC}

Or

I_B（R_L + R_B）+ I_C R_L + V _ \ {BE} = V _ \ {CC}

だから

I_B = \ frac \ {V _ \ {CC}-V _ \ {BE}-I_C R_L} \ {R_L + R_B}

V〜BE〜はコレクタ電流にほとんど依存しないため、

\ frac \ {d I_B} \ {d I_C} =-\ frac \ {R_L} \ {R_L + R_B}

私達はことを知っています

S = \ frac \ {1 + \ beta} \ {1-\ beta（d I_B/d I_C）}

だから

S = \ frac \ {1 + \ beta} \ {1 + \ beta \ left（\ frac \ {R_L} \ {R_L + R_B} \ right）}

この値は、固定バイアス回路で得られる（1 +β）よりも小さいです。したがって、安定性が向上します。

この回路は、アンプのゲインを下げる負帰還を提供します。そのため、コレクタからベースへのバイアス回路の安定性が向上しますが、AC電圧ゲインが犠牲になります。

コレクター帰還抵抗によるバイアス

この方法では、ベース抵抗R〜B〜は、その名前が示すように、一端がベースに接続され、他端がコレクタに接続されています。この回路では、ゼロ信号ベース電流はV〜CC〜ではなくV〜CB〜によって決定されます。

V〜CB〜がベース-エミッタ接合に順方向バイアスをかけているため、ベース電流I〜B〜がR〜B〜を流れることは明らかです。これにより、回路にゼロ信号コレクタ電流が流れます。次の図は、コレクタフィードバック抵抗回路によるバイアスを示しています。

コレクターフィードバック

ゼロ信号電流I〜C〜を与えるために必要なR〜B〜の必要な値は、次のように決定できます。

V _ \ {CC} = I_C R_C + I_B R_B + V _ \ {BE}

Or

R_B = \ frac \ {V _ \ {CC}-V _ \ {BE}-I_C R_C} \ {I_B}

= \ frac \ {V _ \ {CC}-V _ \ {BE}-\ beta I_B R_C} \ {I_B}

$ I_C = \ beta I_B $なので

あるいは

V _ \ {CE} = V _ \ {BE} + V _ \ {CB}

Or

V _ \ {CB} = V _ \ {CE}-V _ \ {BE}

から

R_B = \ frac \ {V _ \ {CB}} \ {I_B} = \ frac \ {V _ \ {CE}-V _ \ {BE}} \ {I_B}

どこで

I_B = \ frac \ {I_C} \ {\ beta}

数学的には、

安定係数、$ S <（\ beta + 1）$

したがって、この方法は固定バイアスよりも優れた熱安定性を提供します。

回路のQポイント値は次のように表示されます

I_C = \ frac \ {V _ \ {CC}-V _ \ {BE}} \ {R_B/\ beta + R_C}

V _ \ {CE} = V _ \ {CC}-I_C R_C

利点

必要な抵抗は1つだけなので、回路は単純です。
この回路は、変更を少なくするための安定化を提供します。

デメリット

回路は良好な安定化を提供しません。
回路は負帰還を提供します。

分圧器バイアス方式

バイアスと安定化を提供するすべての方法の中で、*分圧器バイアス方法*は最も顕著な方法です。ここでは、V〜CC〜に接続され、バイアスを提供する2つの抵抗R〜1〜およびR〜2〜が使用されます。エミッタで使用される抵抗R〜E〜は安定化を提供します。

分圧器の名前は、R〜1〜とR〜2〜によって形成される分圧器に由来します。 R〜2〜での電圧降下により、ベース-エミッタ接合が順方向にバイアスされます。これにより、ベース電流が発生するため、ゼロ信号状態でコレクタ電流が流れます。下図に、分圧器バイアス方式の回路を示します。

電圧分割器

抵抗R〜1〜を流れる電流がI〜1〜であると仮定します。ベース電流I〜B〜は非常に小さいため、R〜2〜を流れる電流もI〜1〜であると合理的な精度で仮定できます。

次に、コレクタ電流とコレクタ電圧の式を導き出してみましょう。

コレクタ電流、I〜C〜

回路から、それは明らかです、

I_1 = \ frac \ {V _ \ {CC}} \ {R_1 + R_2}

したがって、抵抗R〜2〜の両端の電圧は

V_2 = \ left（\ frac \ {V _ \ {CC}} \ {R_1 + R_2} \ right）R_2

キルヒホッフの電圧則を基本回路に適用し、

V_2 = V _ \ {BE} + V_E

V_2 = V _ \ {BE} + I_E R_E

I_E = \ frac \ {V_2-V _ \ {BE}} \ {R_E}

I〜E〜≈I〜C〜なので、

I_C = \ frac \ {V_2-V _ \ {BE}} \ {R_E}

上記の式から、I〜C〜はβに依存しないことが明らかです。 V〜BE〜は非常に小さいため、I〜C〜はV〜BE〜の影響を受けません。したがって、この回路のI〜C〜はトランジスタのパラメータにほとんど依存せず、したがって良好な安定化が達成されます。

コレクターエミッター電圧、V〜CE〜

キルヒホッフの電圧則をコレクター側に適用し、

V _ \ {CC} = I_C R_C + V _ \ {CE} + I_E R_E

I〜E〜≅I〜C〜

= I_C R_C + V _ \ {CE} + I_C R_E

= I_C（R_C + R_E）+ V _ \ {CE}

したがって、

V _ \ {CE} = V _ \ {CC}-I_C（R_C + R_E）

R〜E〜は、この回路で優れた安定化を提供します。

V_2 = V _ \ {BE} + I_C R_E

温度が上昇し、コレクタ電流I〜C〜が減少すると、R〜E〜での電圧降下が増加するとします。 R〜2〜での電圧降下はV〜2〜であり、I〜C〜とは無関係であるため、V〜BE〜の値は減少します。 I〜B〜の値を小さくすると、I〜C〜が元の値に戻る傾向があります。

安定係数

この回路の*安定係数*の式は次のように得られます。

安定係数= $ S = \ frac \ {（\ beta + 1）（R_0 + R_3）} \ {R_0 + R_E + \ beta R_E} $

=（\ beta + 1）\ times \ frac \ {1 + \ frac \ {R_0} \ {R_E}} \ {\ beta + 1 + \ frac \ {R_0} \ {R_E}}

どこで

R_0 = \ frac \ {R_1 R_2} \ {R_1 + R_2}

比率R〜0〜/R〜E〜が非常に小さい場合、R0/REは1と比較して無視でき、安定係数は次のようになります。

安定係数= $ S =（\ beta + 1）\ times \ frac \ {1} \ {\ beta + 1} = 1 $

これはSの最小値であり、最大の熱安定性につながります。

バイアス補正

これまで、さまざまな安定化手法を見てきました。安定化は、負のフィードバックアクションにより発生します。負帰還により、動作点の安定性は向上しますが、アンプのゲインが低下します。

アンプのゲインは非常に重要な考慮事項であるため、優れたバイアスと熱安定化を維持するためにいくつかの補償技術が使用されます。次に、このようなバイアス補正テクニックを見てみましょう。

不安定性に対するダイオード補償

これらは、ダイオードを使用してバイアスの不安定性に対処する補償技術を実装する回路です。安定化技術とは、I〜C〜を比較的一定に保つためにI〜B〜を変化させる抵抗バイアス回路の使用を指します。

ダイオード補償方法には2つのタイプがあります。彼らは-

V〜BE〜変動による不安定性に対するダイオード補償
I〜CO〜変動による不安定性に対するダイオード補償

これら2つの補正方法を詳細に理解しましょう。

V〜BE〜変動による不安定性に対するダイオード補償

シリコントランジスタでは、V〜BE〜の値が変化すると、I〜C〜が変化します。 V〜BE〜またはI〜CO〜の変動を補償するために、エミッタ回路にダイオードを使用できます。使用されるダイオードとトランジスタは同じ材料であるため、ダイオード両端の電圧V〜D〜は、トランジスタのV〜BE〜と同じ温度係数を持ちます。

次の図は、安定化と補償を伴う自己バイアスを示しています。

自己バイアス

ダイオードDは、ソースV〜DD〜と抵抗R〜D〜によって順方向にバイアスされます。温度によるV〜BE〜の変動は、温度によるV〜D〜の変動と同じであるため、量（V〜BE〜– V〜D〜）は一定のままです。したがって、電流I〜C〜は、V〜BE〜の変動にもかかわらず一定のままです。

I〜CO〜変動による不安定性に対するダイオード補償

次の図は、I〜CO〜の変動の補償に使用されるダイオードDを備えたトランジスタ増幅器の回路図を示しています。

補償

したがって、ダイオードの逆飽和電流I〜O〜は、トランジスタのコレクタ飽和電流I〜CO〜と同じ速度で温度とともに増加します。

I = \ frac \ {V _ \ {CC}-V _ \ {BE}} \ {R} \ cong \ frac \ {V _ \ {CC}} \ {R} = Constant

ダイオードDはV〜BE〜によって逆バイアスされ、そこを流れる電流は逆飽和電流I〜O〜です。

今、ベース電流は

I_B = I-I_O

コレクタ電流の式に上記の値を代入します。

I_C = \ beta（I-I_O）+（1 + \ beta）I _ \ {CO}

β＆Gt;の場合1、

I_C = \ beta I-\ beta I_O + \ beta I _ \ {CO}

*I* はほぼ一定であり、ダイオードのI〜O〜とトランジスタのI〜CO〜が動作温度範囲にわたって互いに追従する場合、I〜C〜は一定のままです。

その他の補償

ダイオード、トランジスタ、サーミスタ、Sensistorなどの温度に敏感なデバイスの使用を参照する他の補償技術があります。電流の変動を補償します。

この方法には2つの一般的なタイプの回路があります。1つはサーミスタを使用し、もう1つはSensistorを使用します。それらを見てみましょう。

サーミスタ補償

サーミスタは温度に敏感なデバイスです。負の温度係数があります。サーミスタの抵抗は、温度が下がると増加し、温度が上がると減少します。以下の図は、サーミスタ補償付きの自己バイアス増幅器を示しています。

サーミスタ

増幅器回路では、I〜CO〜、V〜BE〜、およびβで温度が変化すると、コレクタ電流が増加します。コレクタ電流の増加を最小限に抑えるためにサーミスタが採用されています。温度が上昇すると、サーミスタの抵抗R〜T〜が減少し、サーミスタと抵抗R〜E〜を流れる電流が増加します。これで、R〜E〜の両端に発生する電圧が増加し、エミッタ接合部に逆バイアスがかかります。この逆バイアスは非常に高いため、抵抗R〜1〜およびR〜2〜による順方向バイアスの影響も減少します。この動作により、コレクタ電流の上昇が抑えられます。

したがって、サーミスタの温度感度は、温度に起因するコレクタ電流の増加を補償します。

センシスター補償

Sensistorは、正の温度係数を持つ高濃度ドープ半導体です。 Sensistorの抵抗は、温度が上昇すると増加し、温度が低下すると減少します。以下の図は、Sensistor補償付きの自己バイアス増幅器を示しています。

Sensistor

上の図では、SensistorはR〜1〜と並行して、またはR〜E〜と並行して配置できます。温度が上昇すると、並列の組み合わせ、サーミスタ、R〜1〜の抵抗が増加し、電圧降下も増加します。これにより、R〜2〜での電圧降下が減少します。この電圧の減少により、正味の順方向エミッタバイアスが減少します。この結果、I〜C〜は減少します。

したがって、Sensistorを使用することにより、温度によるI〜CO〜、V〜BE〜、βの増加によって引き起こされるコレクター電流の上昇が制御されます。

熱抵抗

トランジスタは温度依存デバイスです。トランジスタが動作すると、コレクタ接合部に大量の電子が流れるため、多くの熱が発生します。この熱は、許容限度を超えてさらに増加すると、接合部、したがってトランジスタに損傷を与えます。

損傷から自身を保護するために、トランジスタは接合部からトランジスタケースに熱を放散し、そこから周囲の外気に放散します。

周囲温度または周囲の空気の温度= T〜A〜^ o ^ C

そして、トランジスタのコレクタ-ベース接合部の温度= T〜J〜^ o ^ C

T〜J〜> T〜A〜であるため、差T〜J〜-T〜A〜は、トランジスタP〜D〜で消費される電力よりも大きくなります。したがって、

T_J-T_A \ propto P_D

T_J-T_A = HP_D

ここで、Hは比例定数で、*熱抵抗*と呼ばれます。

熱抵抗は、接合部から周囲の空気への熱の流れに対する抵抗です。 Hで示されます。

H = \ frac \ {T_J-T_A} \ {P_D}

Hの単位は^ o ^ C/wattです。

熱抵抗が低い場合、トランジスタから空気への熱の伝達は容易になります。トランジスタのケースが大きい場合、熱放散は良くなります。これは、ヒートシンクの使用により達成されます。

ヒートシンク

より大きな電力を処理するトランジスタは、動作中により多くの熱を放散します。この熱が適切に放散されないと、トランジスタが損傷する可能性があります。そのため、パワートランジスタは一般に大きな金属ケースに取り付けられ、動作中に発生する熱を放散するための大きな領域を提供します。

ヒートシンク

トランジスタからの追加の熱を放散するのに役立つ金属シートは、*ヒートシンク*として知られています。ヒートシンクの能力は、その材料、体積、面積、形状、ケースとシンク間の接触、およびシンク周辺の空気の動きに依存します。

ヒートシンクは、これらすべての要因を考慮して選択されます。画像は、ヒートシンク付きのパワートランジスタを示しています。

上の画像の小さなトランジスタは、熱を放散するために大きな金属シートに固定されているため、トランジスタが損傷することはありません。

熱暴走

ヒートシンクを使用すると、*熱暴走*の問題を回避できます。温度が上昇すると、さらに温度が上昇し、デバイス自体が破壊されるという状況になります。これは一種の制御不能な正のフィードバックです。

ヒートシンク*だけが考慮事項ではありません。動作点、周囲温度、使用されているトランジスタのタイプなどの他の要因も、熱暴走の原因になります。

ベーシックアンプ

前の章で、動作点、その安定性、および補正手法に関する十分な知識を得たことを願っています。ここで、基本的なアンプ回路の基本概念を理解してみましょう。

電子信号には、適切な強度がなければ利用できない情報が含まれています。信号強度を増加させるプロセスは、*増幅*と呼ばれます。ほとんどすべての電子機器には、信号を増幅するための何らかの手段が必要です。私たちは、医療機器、科学機器、自動化、軍事用具、通信機器、さらには家庭用機器にまでアンプを使用しています。

実際のアプリケーションでの増幅は、多段増幅器を使用して行われます。多数のシングルステージアンプがカスケード接続されてマルチステージアンプを形成します。マルチステージアンプの基本であるシングルステージアンプの構築方法を見てみましょう。

単段トランジスタ増幅器

弱い信号を増幅するために関連回路を備えたトランジスタが1つだけ使用されている場合、その回路は「シングルステージアンプ」として知られています。

シングルステージアンプ回路の動作を分析すると、マルチステージアンプ回路の形成と動作を簡単に理解できます。シングルステージトランジスタアンプには、1つのトランジスタ、バイアス回路、およびその他の補助コンポーネントがあります。次の回路図は、シングルステージトランジスタアンプの外観を示しています。

シングルステージ

図のようにトランジスタのベースに弱い入力信号が与えられると、少量のベース電流が流れます。トランジスタの動作により、トランジスタのコレクタに大きな電流が流れます。（コレクタ電流はベース電流のβ倍であるため、I〜C〜=βI〜B〜です）。コレクター電流が増加すると、抵抗R〜C〜の電圧降下も増加し、出力として収集されます。

したがって、ベースでの小さな入力は、コレクタ出力でのより大きな強度と強度の信号として増幅されます。したがって、このトランジスタはアンプとして機能します。

トランジスタ増幅器の実用回路

実用的なトランジスタ増幅器の回路は以下のとおりであり、分圧器バイアス回路を表しています。

実用回路

さまざまな著名な回路要素とその機能は次のとおりです。

バイアス回路

抵抗R〜1〜、R〜2〜、およびR〜E〜はバイアスと安定化回路を形成し、適切な動作点を確立するのに役立ちます。

入力コンデンサC〜in〜

このコンデンサは、入力信号をトランジスタのベースに結合します。入力コンデンサC〜in〜はAC信号を許可しますが、信号ソースをR〜2〜から分離します。このコンデンサが存在しない場合、入力信号が直接適用され、R〜2〜のバイアスが変化します。

カップリングコンデンサC〜C〜

このコンデンサは、1つのステージの終わりにあり、他のステージに接続します。 2つのステージを結合するため、「結合コンデンサ」と呼ばれます。このコンデンサは、一方の段のDCをブロックして他方の段に入ることを防ぎますが、ACは通過させます。したがって、*ブロッキングコンデンサ*とも呼ばれます。

カップリングコンデンサC〜C〜が存在するため、抵抗R〜L〜の出力にはコレクタのDC電圧がありません。これが存在しない場合、次のステージのバイアス条件は、R〜C〜のシャント効果により、次のステージのR〜2〜と並行して発生するため、大幅に変更されます。

エミッタバイパスコンデンサC〜E〜

このコンデンサは、エミッタ抵抗R〜E〜と並列に使用されます。増幅されたAC信号はこれを通過します。これが存在しない場合、その信号はR〜E〜を通過し、R〜E〜で電圧降下が発生し、入力信号をフィードバックして出力電圧を低下させます。

負荷抵抗R〜L〜

出力に接続されている抵抗R〜L〜は、*負荷抵抗*と呼ばれます。複数のステージが使用される場合、R〜L〜は次のステージの入力抵抗を表します。

さまざまな回路電流

完全なアンプ回路でさまざまな回路電流を調べてみましょう。これらは上記の図ですでに言及されています。

ベース電流

ベース回路に信号が印加されていない場合、バイアス回路によりDCベース電流I〜B〜が流れます。 AC信号が印加されると、ACベース電流i〜b〜も流れます。したがって、信号を適用すると、合計ベース電流i〜B〜は

i_B = I_B + i_b

コレクタ電流

信号が印加されていない場合、バイアス回路によりDCコレクタ電流I〜C〜が流れます。 AC信号が印加されると、ACコレクタ電流i〜c〜も流れます。したがって、総コレクタ電流i〜C〜は

i_C = I_C + i_c

どこで

$ I_C = \ beta I_B $ =信号の電流がゼロ

$ i_c = \ beta i_b $ =信号による電流

エミッタ電流

信号が印加されていない場合、DCエミッタ電流I〜E〜が流れます。信号を適用すると、総エミッタ電流i〜E〜は

i_E = I_E + i_e

覚えておくべきです

I_E = I_B + I_C

i_e = i_b + i_c

ベース電流は通常小さいため、次のことに注意してください

$ I_E \ cong I_C $および$ i_e \ cong i_c $

これらは、トランジスタ増幅器の実用的な回路にとって重要な考慮事項です。アンプの分類について教えてください。

アンプの分類

アンプ回路は、信号を強化する回路です。アンプの動作とトランジスタアンプの実用的な回路に関する重要な考慮事項についても、前の章で詳しく説明しました。

アンプの分類を理解してみましょう。アンプは多くの考慮事項に従って分類されます。

ステージ数に基づいて

Amplificationのステージ数に応じて、シングルステージアンプとマルチステージアンプがあります。

シングルステージアンプ-これには、シングルステージ増幅であるトランジスタ回路が1つしかありません。
マルチステージアンプ-これには、マルチステージ増幅を提供する複数のトランジスタ回路があります。

その出力に基づいて

出力で増幅されるパラメーターに応じて、電圧増幅器と電力増幅器があります。

電圧増幅器-入力信号の電圧レベルを増加させる増幅回路は、電圧増幅器と呼ばれます。
パワーアンプ-入力信号のパワーレベルを増加させるアンプ回路は、パワーアンプと呼ばれます。

入力信号に基づいて

適用される入力信号の大きさに応じて、小信号増幅器と大信号増幅器に分類できます。

小信号増幅器-入力信号が非常に弱いため、静止値と比較してコレクタ電流に小さな変動が生じる場合、増幅器は小信号増幅器として知られています。
大信号増幅器-コレクタ電流の変動が大きい場合、すなわち特性の線形部分を超えて、増幅器は大信号増幅器として知られています。

周波数範囲に基づいて

使用する信号の周波数範囲に応じて、オーディオアンプとラジオアンプがあります。

オーディオアンプ-オーディオ周波数範囲にある信号を増幅するアンプ回路 20Hz〜20KHzの周波数範囲は、オーディオアンプと呼ばれます。
パワーアンプ-非常に高い周波数範囲にある信号を増幅するアンプ回路は、パワーアンプと呼ばれます。

バイアス条件に基づく

動作モードに応じて、クラスA、クラスB、およびクラスCのアンプがあります。

クラスAアンプ-クラスAパワーアンプのバイアス条件は、印加されたAC信号全体にコレクタ電流が流れるようなものです。
クラスB増幅器-クラスB電力増幅器のバイアス条件は、印加された入力AC信号の半サイクルでコレクタ電流が流れるようなものです。
クラスC増幅器-クラスC電力増幅器のバイアス条件は、印加される入力AC信号の半サイクル未満でコレクタ電流が流れるようなものです。
クラスABアンプ-クラスABパワーアンプは、クラスAとクラスBの両方を組み合わせて作成し、両方のクラスのすべての利点を持ち、問題を最小限に抑えるものです。

カップリング法に基づく

1つのステージを他のステージに結合する方法に応じて、RC結合、トランス結合、および直接結合アンプがあります。

* RC結合増幅器*-抵抗とコンデンサ（RC）の組み合わせを使用して次の段に結合される多段増幅器回路は、RC結合増幅器と呼ぶことができます。
トランス結合アンプ-トランスの助けを借りて次のステージに結合される多段増幅回路は、トランス結合アンプと呼ばれます。
直接結合増幅器-次の段に直接結合される多段増幅器回路は、直接結合増幅器と呼ばれます。

トランジスタ構成に基づいて

トランジスタ構成のタイプに応じて、CE CBおよびCCアンプがあります。

* CEアンプ*-CE構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成されるアンプ回路は、CEアンプと呼ばれます。
* CBアンプ*-CB構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成されるアンプ回路は、CBアンプと呼ばれます。
* CCアンプ*-CC構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成されるアンプ回路は、CCアンプと呼ばれます。

構成に基づく

任意のトランジスタ増幅器は、トランジスタを使用して、3つの構成のいずれかに接続されている信号を増幅します。アンプの場合、多段回路での負荷の影響を避け、出力インピーダンスを下げるために、入力インピーダンスを高くして、負荷に最大出力を供給することが望ましい状態です。より良い出力を得るには、電圧ゲインと電力ゲインも高くする必要があります。

ここで、さまざまな構成を調べて、トランジスタとしてアンプとして機能するのに適した構成を理解しましょう。

CBアンプ

CB構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成されるアンプ回路は、CBアンプと呼ばれます。

建設

NPNトランジスタを使用した共通ベースアンプ回路は次のとおりです。入力信号はエミッタベースジャンクションに印加され、出力信号はコレクタベースジャンクションから取得されます。

CB Construction

エミッタのベース接合はV〜EE〜によって順方向にバイアスされ、コレクタのベース接合はV〜CC〜によって逆方向にバイアスされます。動作点は、抵抗ReおよびR〜c〜を使用して調整されます。したがって、I〜c〜、I〜b〜、およびI〜cb〜の値は、V〜CC〜、V〜EE〜、R〜e〜、およびR〜c〜によって決定されます。

操作

入力が適用されない場合、静止状態が形成され、出力は存在しません。 V〜be〜はグランドに対して負であるため、入力信号の正の半分の順方向バイアスが減少します。この結果、ベース電流I〜B〜も減少します。

以下の図は、自己バイアス回路を備えたCBアンプを示しています。

CB Operation

知っているように、

I_C \ cong I_E \ cong \ beta I_B

コレクタ電流とエミッタ電流の両方が減少します。

R〜C〜での電圧降下は

V_C = I_C R_C

このV〜C〜も減少します。

I〜C〜R〜C〜が減少すると、V〜CB〜は増加します。なぜなら、

V _ \ {CB} = V _ \ {CC}-I_C R_C

したがって、正の半サイクル出力が生成されます。

CB構成では、正の入力は正の出力を生成するため、入力と出力は同相です。したがって、CBアンプの入力と出力の間で位相反転はありません。

CB構成が増幅のために考慮される場合、低い入力インピーダンスと高い出力インピーダンスを持ちます。電圧ゲインもCE構成に比べて低くなっています。したがって、CB構成のアンプは、高周波アプリケーションで使用されます。

CEアンプ

CE構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成されるアンプ回路は、CEアンプと呼ばれます。

建設

NPNトランジスタを使用したエミッタ接地アンプ回路は次のとおりです。入力信号はエミッタベース接合に印加され、出力信号はコレクタベース接合から取得されます。

CE Construction

エミッタのベース接合はV〜EE〜によって順方向にバイアスされ、コレクタのベース接合はV〜CC〜によって逆方向にバイアスされます。動作点は、抵抗R〜e〜およびR〜c〜を使用して調整されます。したがって、I〜c〜、I〜b〜、およびI〜cb〜の値は、V〜CC〜、V〜EE〜、R〜e〜、およびR〜c〜によって決定されます。

操作

入力が適用されない場合、静止状態が形成され、出力は存在しません。信号の正の半分が印加されている場合、ベースとエミッタ間の電圧V〜be〜は、グランドに対してすでに正であるため、増加します。

順バイアスが増加すると、それに応じてベース電流も増加します。 I〜C〜=βI〜B〜であるため、コレクタ電流も増加します。

次の回路図は、自己バイアス回路を備えたCEアンプを示しています。

CE操作

コレクタ電流がR〜C〜を流れると、電圧降下が増加します。

V_C = I_C R_C

この結果、コレクタとエミッタ間の電圧が低下します。なぜなら、

V _ \ {CB} = V _ \ {CC}-I_C R_C

したがって、増幅された電圧はR〜C〜に現れます。

したがって、CEアンプでは、正方向の信号が負方向の信号として表示されるため、入力と出力の間に180 ^ o ^の位相シフトがあることがわかります。

CEアンプは、CBアンプよりも高い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを備えています。電圧ゲインと電力ゲインもCEアンプで高いため、これは主にオーディオアンプで使用されます。

CCアンプ

CC構成のトランジスタの組み合わせを使用して形成されるアンプ回路は、CCアンプと呼ばれます。

建設

NPNトランジスタを使用した共通コレクタアンプ回路は次のようになります。入力信号はベースコレクタ接合に加えられ、出力信号はエミッタコレクタ接合から取り出されます。

CC Construction

エミッタのベース接合はV〜EE〜によって順方向にバイアスされ、コレクタのベース接合はV〜CC〜によって逆方向にバイアスされます。 I〜b〜とI〜e〜のQ値は、R〜b〜とR〜e〜によって調整されます。

操作

入力が適用されない場合、静止状態が形成され、出力は存在しません。信号の正の半分が印加されている場合、V〜be〜はコレクタまたはグランドに対して正であるため、順バイアスが増加します。これにより、ベース電流I〜B〜とコレクタ電流I〜C〜が増加します。

次の回路図は、自己バイアス回路を備えたCCアンプを示しています。

CC Operation

その結果、Rでの電圧降下、つまり出力電圧が増加します。その結果、正の半サイクルが得られます。入力と出力は同相なので、位相反転はありません。

CC構成が増幅のために考慮される場合、CCアンプはCEアンプよりも良い入力インピーダンスと低い出力インピーダンスを持ちますが、CCの電圧ゲインは非常に小さく、そのアプリケーションはインピーダンスマッチングのみに制限されます。

CB CE CCアンプの比較

CB、CE、CCアンプの特性の詳細を比較してみましょう。

Characteristic	CE	CB	CC
Input resistance	Low (1K to 2K)	Very low (30-150 OHM)	High (20-500 KOHM)
Output resistance	Large (≈ 50 K)	High (≈ 500 K)	Low (50-1000 KOHM)
Current gain	B high	α < 1	High (1 + β)
Voltage gain	High (≈ 1500)	High (≈ 1500)	Less than one
Power gain	High (≈ 10,000)	High (≈ 7500)	Low (250-500)
Phase between input and output	reversed	same	same

互換性と特徴的な機能により、共通エミッタ構成は主にアンプ回路で使用されます。

多段トランジスタ増幅器

実際のアプリケーションでは、通常はシングルステートアンプの出力は不十分ですが、電圧またはパワーアンプです。したがって、それらは*多段トランジスタアンプ*に置き換えられます。

多段増幅器では、結合デバイスを使用して、最初の段の出力が次の段の入力に結合されます。これらの結合デバイスは通常、コンデンサまたはトランスです。カップリングデバイスを使用して2つの増幅器段を結合するこのプロセスは、*カスケード*と呼ばれます。

次の図は、カスケード接続された2段アンプを示しています。

2段階のカスケード

全体のゲインは、個々のステージの電圧ゲインの積です。

A_V = A _ \ {V1} \ times A _ \ {V2} = \ frac \ {V_2} \ {V_1} \ times \ frac \ {V_0} \ {V_2} = \ frac \ {V_0} \ {V_1}

ここで、A〜V〜=全体のゲイン、A〜V1〜= 1 ^ st ^ステージの電圧ゲイン、A〜V2〜= 2 ^ nd ^ステージの電圧ゲイン。

*n* 個のステージがある場合、それらの *n* ステージの電圧ゲインの積は、そのマルチステージアンプ回路の全体的なゲインになります。

カップリング装置の目的

カップリングデバイスの基本的な目的は

1つのステージの出力から次のステージの入力にACを転送します。
DCが1つのステージの出力から次のステージの入力に通過するのをブロックします。これは、DC状態を分離することを意味します。

カップリングの種類

カップリングデバイスを使用して、1つのアンプステージを他のアンプステージとカスケード接続すると、マルチステージアンプ回路*が形成されます。抵抗器、コンデンサ、変圧器などのこれらの結合デバイスを使用した結合の *4 基本的な方法があります。それらについて考えてみましょう。

抵抗-静電容量結合

これは、主に使用される結合方法であり、単純な*抵抗-コンデンサ*の組み合わせを使用して形成されます。ここで使用される主な結合要素は、ACを許可しDCをブロックするコンデンサです。

カップリングコンデンサは、ACを1つのステージの出力から次のステージの入力に渡します。 DCバイアス電圧からDCコンポーネントをブロックして、次のステージに影響を与えます。次の章で、この結合方法の詳細を説明します。

インピーダンス結合

結合要素として*インダクタンス*と*キャパシタンス*を使用する結合ネットワークは、インピーダンス結合ネットワークと呼ばれます。

このインピーダンス結合法では、結合コイルのインピーダンスは、そのインダクタンスと jwL である信号周波数に依存します。この方法はそれほど一般的ではなく、めったに使用されません。

トランス結合

トランスフォーマーを結合*デバイスとして使用する結合方法は、トランス結合と呼ばれます。この結合方法では、トランス自体がAC成分を第2段のベースに直接伝達するため、コンデンサは使用されません。

トランスの二次巻線はベースリターンパスを提供するため、ベース抵抗は必要ありません。この結合は、その効率とインピーダンス整合のために人気があり、そのため主に使用されています。

直接結合

前の増幅器段が次の増幅器段に直接接続されている場合、*直接結合*と呼ばれます。個々のアンプ段のバイアス条件は、DC絶縁なしで段を直接接続できるように設計されています。

直接結合方式は、負荷がアクティブ回路要素の出力端子と直列に接続されている場合に主に使用されます。たとえば、ヘッドフォン、ラウドスピーカーなど。

増幅器におけるコンデンサの役割

カップリングの目的以外に、アンプで特にコンデンサをほとんど使用しない他の目的があります。これを理解するために、アンプのコンデンサの役割について教えてください。

入力コンデンサC〜in〜

増幅器の初期段階にある入力コンデンサC〜in〜は、AC信号をトランジスタのベースに結合します。このコンデンサC〜in〜が存在しない場合、信号源は抵抗R〜2〜と並列になり、トランジスタベースのバイアス電圧が変更されます。

したがって、C〜in〜により、バイアス条件に影響を与えることなく、ソースからのAC信号を入力回路に流すことができます。

エミッタバイパスコンデンサC〜e〜

エミッタバイパスコンデンサC〜e〜は、エミッタ抵抗に並列に接続されています。増幅されたAC信号への低リアクタンスパスを提供します。

このコンデンサがないと、R〜E〜の両端に発生する電圧が入力側にフィードバックされ、出力電圧が低下します。したがって、Ceの存在下では、増幅されたACはこれを通過します。

カップリングコンデンサC〜C〜

コンデンサC〜C〜は、2つのステージを接続し、ステージ間のDC干渉を防ぎ、動作点のシフトを制御する結合コンデンサです。これは、DC電圧が通過できないため、「ブロッキングコンデンサ」とも呼ばれます。

このコンデンサがない場合、R〜C〜は次のステージのバイアスネットワークの抵抗R〜1〜と並列になり、次のステージのバイアス条件を変更します。

アンプの検討

アンプ回路の場合、アンプの全体的なゲインは重要な考慮事項です。最大電圧ゲインを達成するために、カスケード接続に最適なトランジスタ構成を見つけましょう。

CCアンプ

その電圧利得は1未満です。
中間段階には適していません。

CBアンプ

その電圧利得は1未満です。
したがって、カスケードには適していません。

CEアンプ

その電圧利得は1よりも大きいです。
カスケード接続により、電圧ゲインがさらに増加します。

CEアンプの特性は非常に大きく、この構成はアンプ回路のカスケード接続に非常に適しています。したがって、ほとんどのアンプ回路はCE構成を使用しています。

このチュートリアルの以降の章では、結合増幅器の種類について説明します。

RCカップリングアンプ

抵抗-容量結合は、短期的にはRC結合と呼ばれます。これは、アンプで最もよく使用されるカップリング手法です。

2段RC結合アンプの構築

2段RC結合トランジスタ増幅器回路の構造上の詳細は次のとおりです。 2段増幅回路には2つのトランジスタがあり、CE構成で接続され、共通の電源V〜CC〜が使用されます。分圧器ネットワークR〜1〜およびR〜2〜および抵抗器R〜e〜は、バイアスおよび安定化ネットワークを形成します。エミッタバイパスコンデンサC〜e〜は、信号への低リアクタンスパスを提供します。

抵抗R〜L〜は負荷インピーダンスとして使用されます。増幅器の初期段階にある入力コンデンサC〜in〜は、AC信号をトランジスタのベースに結合します。コンデンサC〜C〜は、2つのステージを接続し、ステージ間のDC干渉を防ぎ、動作点のシフトを制御する結合コンデンサです。下の図は、RC結合増幅器の回路図を示しています。

RC Two Stage

RC結合増幅器の動作

AC入力信号が最初のトランジスタのベースに印加されると、増幅されてコレクタ負荷R〜L〜に現れ、それが結合コンデンサC〜C〜を通過して次のステージに送られます。これは次のステージの入力になり、その増幅された出力はコレクター負荷全体に再び現れます。したがって、信号はステージアクションによってステージで増幅されます。

ここで注意しなければならない重要な点は、合計ゲインが個々のステージのゲインの積よりも小さいことです。これは、第2ステージが第1ステージの後に続く場合、第2ステージの入力抵抗のシャント効果により、第1ステージの*実効負荷抵抗*が減少するためです。したがって、マルチステージアンプでは、最後のステージのゲインのみが変更されません。

ここで2段のアンプを考えると、出力位相は入力と同じです。位相反転は、2ステージCE構成のアンプ回路によって2回行われるためです。

RC結合増幅器の周波数応答

周波数応答曲線は、電圧ゲインと周波数の関数との関係を示すグラフです。 RC結合増幅器の周波数応答は、次のグラフに示すとおりです。

周波数応答

上のグラフから、50Hz未満の周波数と20KHzを超える周波数では、周波数がロールオフまたは減少することがわかります。一方、50Hz〜20KHzの周波数範囲での電圧ゲインは一定です。

私達はことを知っています、

X_C = \ frac \ {1} \ {2 \ pi f_c}

これは、容量性リアクタンスが周波数に反比例することを意味します。

低周波数（つまり、 50 Hz未満）

容量性リアクタンスは周波数に反比例します。低周波数では、リアクタンスは非常に高くなります。入力コンデンサC〜in〜と結合コンデンサC〜C〜のリアクタンスは非常に高いため、入力信号のごく一部のみが許可されます。パスコンデンサC〜E〜によるエミッタのリアクタンスも、低周波数では非常に高くなります。したがって、エミッタ抵抗を効果的にシャントできません。これらすべての要因により、電圧ゲインは低周波数でロールオフします。

高周波で（すなわち 20 KHz以上）

再び同じ点を考慮すると、容量性リアクタンスは高周波では低いことがわかります。したがって、コンデンサは高周波では短絡回路として動作します。この結果、次のステージの負荷効果が増加し、電圧ゲインが低下します。これに伴い、エミッタダイオードの容量が減少すると、トランジスタのベース電流が増加するため、電流ゲイン（β）が減少します。したがって、電圧ゲインは高周波でロールオフします。

中周波（つまり、 50 Hzから20 KHz）

図に示すように、コンデンサの電圧利得はこの周波数範囲で一定に維持されます。周波数が増加すると、コンデンサC〜C〜のリアクタンスが減少し、ゲインが増加する傾向があります。しかし、この無効な静電容量により、ゲインが低下する次のステージの負荷効果が増加します。

これら2つの要因により、ゲインは一定に維持されます。

RC結合アンプの利点

RC結合増幅器の利点は次のとおりです。

RCアンプの周波数応答は、広い周波数範囲にわたって一定のゲインを提供するため、オーディオアプリケーションに最適です。
回路は単純で、安価な抵抗とコンデンサを使用しているため、コストが低くなります。
アップグレード技術により、よりコンパクトになります。

RC結合アンプの欠点

RC結合アンプの欠点は次のとおりです。

実効負荷抵抗のため、電圧と電力のゲインは低くなります。
彼らは年齢とともにうるさくなる。
インピーダンス整合が不十分なため、電力伝達は低くなります。

RC結合増幅器のアプリケーション

以下は、RC結合増幅器のアプリケーションです。

広い周波数範囲で優れたオーディオ忠実度を備えています。
電圧増幅器として広く使用されています
インピーダンス整合が不十分なため、最終段階でRC結合が使用されることはほとんどありません。

トランス結合アンプ

RC結合増幅器の主な欠点は、実効負荷抵抗が減少することです。これは、アンプの入力インピーダンスが低く、出力インピーダンスが高いためです。

それらを組み合わせてマルチステージ増幅器を作成すると、1つのステージの高出力インピーダンスが次のステージの低入力インピーダンスと並列になります。したがって、実効負荷抵抗が減少します。この問題は、*トランス結合アンプ*で克服できます。

トランス結合アンプでは、アンプの段はトランスを使用して結合されます。トランス結合増幅器の構造と動作の詳細に進みましょう。

トランス結合アンプの構築

前段が結合トランスを使用して次の段に接続されているアンプ回路は、トランス結合アンプと呼ばれます。

結合トランスT〜1〜は、1 ^ st ^ステージの出力を2 ^ nd ^ステージの入力に供給するために使用されます。コレクタ負荷は、トランスの一次巻線に置き換えられます。二次巻線は、分圧器と2 ^ nd ^ステージのベースの間に接続され、2 ^ nd ^ステージへの入力を提供します。 RC結合アンプのようなカップリングコンデンサの代わりに、トランス結合アンプ回路の2つのステージを結合するためにトランスが使用されます。

下の図は、トランス結合アンプの回路図を示しています。

トランスフォーマー結合

分圧器ネットワークR〜1〜およびR〜2〜と抵抗R〜e〜は、ともにバイアスおよび安定化ネットワークを形成します。エミッタバイパスコンデンサC〜e〜は、信号への低リアクタンスパスを提供します。抵抗R〜L〜は負荷インピーダンスとして使用されます。増幅器の初期段階にある入力コンデンサC〜in〜は、AC信号をトランジスタのベースに結合します。コンデンサC〜C〜は、2つのステージを接続し、ステージ間のDC干渉を防ぎ、動作点のシフトを制御する結合コンデンサです。

トランス結合増幅器の動作

AC信号が最初のトランジスタのベースの入力に加えられると、トランジスタによって増幅され、トランスの一次側が接続されているコレクタに現れます。

この回路で結合デバイスとして使用されるトランスは、インピーダンスが変化する特性を持っています。つまり、ステージ（または負荷）の低抵抗は、前のステージの高負荷抵抗として反映されます。したがって、一次側の電圧は、変圧器の二次巻線の巻数比に従って伝達されます。

このトランス結合は、アンプのステージ間で良好なインピーダンス整合を提供します。トランス結合アンプは一般に電力増幅に使用されます。

トランス結合増幅器の周波数応答

下の図は、トランス結合アンプの周波数応答を示しています。アンプのゲインは、狭い範囲の周波数に対してのみ一定です。出力電圧は、コレクタ電流に一次側のリアクタンスを掛けた値に等しくなります。

周波数結合

低周波数では、プライマリのリアクタンスが低下し始め、ゲインが低下します。高周波では、巻線のターン間の静電容量がバイパスコンデンサとして機能し、出力電圧とゲインを低減します。

そのため、オーディオ信号の増幅は比例せず、*周波数歪み*と呼ばれる歪みも発生します。

トランス結合アンプの利点

以下は、トランス結合アンプの利点です-

優れたインピーダンス整合が提供されます。
達成されるゲインは高くなります。
コレクター抵抗とベース抵抗では電力損失はありません。
操作が効率的です。

トランス結合アンプの欠点

以下は、トランス結合アンプの欠点です-

ゲインは高いですが、周波数によって大きく異なります。したがって、周波数応答が低下します。
周波数歪みが大きくなります。
トランスフォーマーはハムノイズを発生する傾向があります。
トランスフォーマーはかさばり、高価です。

アプリケーション

以下は、トランス結合アンプのアプリケーションです-

主にインピーダンス整合の目的で使用されます。
電力増幅に使用されます。
最大の電力伝送が必要なアプリケーションで使用されます。

直接結合アンプ

もう1つのタイプの結合増幅器は、直接結合増幅器です。これは、光電流や熱電対電流の増幅など、低周波数の増幅に特に使用されます。

直接結合アンプ

結合デバイスが使用されていないため、増幅段の結合は直接行われるため、*直接結合増幅器*と呼ばれます。

建設

次の図は、3段の直接結合トランジスタアンプを示しています。初段のトランジスタT〜1〜の出力は、2段目のトランジスタT〜2〜の入力に接続されています。

直接結合

最初のステージのトランジスタはNPNトランジスタになり、次のステージのトランジスタはPNPトランジスタになります。これは、1つのトランジスタの変動が他のトランジスタの変動を相殺する傾向があるためです。一方のトランジスタのコレクタ電流の上昇とβの変動は、もう一方のトランジスタの減少によって相殺されます。

操作

入力信号は、トランジスタT〜1〜のベースに印加されると、トランジスタの作用により増幅され、増幅された出力はトランジスタT〜1〜のコレクタ抵抗R〜c〜に現れます。この出力はトランジスタT〜2〜のベースに加えられ、さらに信号を増幅します。このようにして、信号は直接結合増幅回路で増幅されます。

利点

直接結合増幅器の利点は次のとおりです。

抵抗器の使用が最小限であるため、回路構成は単純です。
回路は、高価な結合デバイスがないため、低コストです。

デメリット

直接結合増幅器の欠点は次のとおりです。

高周波の増幅には使用できません。
温度変化により動作点がシフトします。

アプリケーション

直接結合増幅器の用途は次のとおりです。

低周波増幅。
低電流増幅。

比較

これまでに説明したさまざまなタイプの結合方法の特性を比較してみましょう。

S.No	Particular	RC Coupling	Transformer Coupling	Direct Coupling
1	Frequency response	Excellent in audio frequency range	Poor	Best
2	Cost	Less	More	Least
3	Space and Weight	Less	More	Least
4	Impedance matching	Not good	Excellent	Good
5	Use	For voltage amplification	For Power amplification	For amplifying extremely low frequencies

パワーアンプ

実際には、アンプは数段の増幅で構成されています。オーディオ増幅を検討する場合、要件に応じて、いくつかの増幅段階があります。

パワーアンプ

オーディオ信号が電気信号に変換された後、いくつかの電圧増幅が行われ、その後、増幅された信号の電力増幅がラウドスピーカーステージの直前に行われます。これは、次の図に明確に示されています。

オーディオ信号

電圧増幅器は信号の電圧レベルを上げますが、電力増幅器は信号の電力レベルを上げます。電力レベルを上げることに加えて、電力増幅器は、DC電力をAC電力に変換し、その動作が入力信号によって制御されるデバイスであるとも言えます。

DC電力は、関係に従って分配されます。

DC電源入力= AC電源出力+損失

パワートランジスタ

このような電力増幅では、通常のトランジスタではできません。電力増幅の目的に合うように製造されたトランジスタは、*パワートランジスタ*と呼ばれます。

パワートランジスタは、次の要素が他のトランジスタと異なります。

大きな力を扱うために、サイズは大きくなっています。
トランジスタのコレクタ領域を大きくし、ヒートシンクをコレクタとベースの接合部に配置して、発生する熱を最小限に抑えています。
パワートランジスタのエミッタおよびベース領域は高濃度にドープされています。
低入力抵抗のため、低入力電力が必要です。

したがって、電圧増幅と電力増幅には多くの違いがあります。それでは、電圧増幅器と電力増幅器の違いを理解するために、詳細を見てみましょう。

電圧増幅器と電力増幅器の違い

電圧増幅器と電力増幅器を区別してみましょう。

電圧増幅器

電圧増幅器の機能は、信号の電圧レベルを上げることです。電圧増幅器は、最大の電圧増幅を実現するように設計されています。

アンプの電圧ゲインは次の式で与えられます

A_v = \ beta \ left（\ frac \ {R_c} \ {R _ \ {in}} \ right）

電圧増幅器の特性は次のとおりです-

トランジスタのベースは薄くする必要があり、したがってβの値は100より大きくする必要があります。
コレクタ負荷R〜C〜と比較した場合、入力抵抗R〜in〜の抵抗は低くなければなりません。
コレクターの負荷R〜C〜は比較的高くなければなりません。高コレクタ負荷を可能にするため、電圧増幅器は常に低コレクタ電流で動作します。
電圧増幅器は、小信号電圧に使用されます。

パワーアンプ

パワーアンプの機能は、入力信号のパワーレベルを上げることです。大量の電力を供給する必要があり、大電流を処理する必要があります。

パワーアンプの特性は次のとおりです-

トランジスタのベースは、大電流を処理するために厚くされています。 βの値は（β> 100）高い。
トランジスタの動作中に発生するより多くの熱を放散するために、トランジスタのサイズを大きくします。
トランス結合は、インピーダンス整合に使用されます。
コレクタ抵抗が低くなります。

電圧増幅器と電力増幅器の比較を表形式で以下に示します。

S.No	Particular	Voltage Amplifier	Power Amplifier
1	β	High (>100)	Low (5 to 20)
2	R_C	High (4-10 KOHM)	Low (5 to 20 OHM)
3	Coupling	Usually R-C coupling	Invariably transformer coupling
4	Input voltage	Low (a few m V)	High (2-4 V)
5	Collector current	Low (≈ 1 mA)	High (> 100 mA)
6	Power output	Low	High
7	Output impendence	High (≈ 12 K OHM)	Low (200 OHM)

パワーアンプの分類

パワーアンプは、信号のパワーレベルを増幅します。この増幅は、オーディオアプリケーションの最終段階で行われます。無線周波数に関連するアプリケーションでは、無線電力増幅器が使用されます。しかし、トランジスタの「動作点」は、アンプの効率を決定する上で非常に重要な役割を果たします。 *主な分類*は、この動作モードに基づいて行われます。

分類は、周波数と動作モードに基づいて行われます。

頻度に基づく分類

パワーアンプは、扱う周波数に基づいて2つのカテゴリに分類されます。それらは次のとおりです。

オーディオパワーアンプ-オーディオパワーアンプは、オーディオ周波数範囲（20 Hz〜20 KHz）を持つ信号のパワーレベルを上げます。それらは「小信号電力増幅器」としても知られています。
無線電力増幅器-無線電力増幅器または調整された電力増幅器は、無線周波数範囲（3 KHz〜300 GHz）の信号の電力レベルを上げます。また、*大信号電力増幅器*としても知られています。

動作モードに基づく分類

動作モード、つまりコレクタ電流が流れる入力サイクルの部分に基づいて、電力増幅器は次のように分類できます。

クラスAパワーアンプ-信号の全サイクル中にコレクタ電流が常に流れる場合、パワーアンプは*クラスAパワーアンプ*として知られています。
クラスBパワーアンプ-コレクタ電流が入力信号の正の半サイクル中にのみ流れる場合、パワーアンプは*クラスBパワーアンプ*として知られています。
クラスCパワーアンプ-コレクタ電流が入力信号の半サイクル未満しか流れない場合、パワーアンプは*クラスCパワーアンプ*として知られています。

クラスAアンプとクラスBアンプを組み合わせて両方の利点を活用する場合、クラスABアンプと呼ばれる別のアンプが形成されます。

これらのアンプの詳細に入る前に、アンプの効率を決定するために考慮しなければならない重要な用語を見てみましょう。

パフォーマンスを考慮した用語

電力増幅器の主な目的は、最大出力電力を得ることです。これを達成するために考慮すべき重要な要素は、コレクタ効率、電力消費能力、および歪みです。それらについて詳しく見ていきましょう。

コレクター効率

これは、増幅器がDC電力をAC電力に変換する方法を説明しています。バッテリーからDC供給が与えられ、AC信号入力が与えられない場合、そのような状態でのコレクター出力は、*コレクター効率*として観察されます。

コレクター効率は次のように定義されます

\ eta = \ frac \ {average \：a.c \：power \：output} \ {average \：d.c \：power \：input \：to \：トランジスタ}

たとえば、バッテリーが15Wを供給し、AC出力電力が3Wである場合。そうすると、トランジスタの効率は20％になります。

電力増幅器の主な目的は、最大のコレクタ効率を得ることです。したがって、コレクタ効率の値が高いほど、アンプの効率は高くなります。

消費電力

すべてのトランジスタは、動作中に熱くなります。パワートランジスタは大電流を処理するため、より熱くなります。この熱によりトランジスタの温度が上昇し、トランジスタの動作点が変化します。

そのため、動作点の安定性を維持するために、トランジスタの温度を許容範囲内に維持する必要があります。このため、発生した熱を放散する必要があります。このような容量は、電力消費能力と呼ばれます。

電力消費能力*は、パワートランジスタが発生する熱を放散する能力として定義できます。パワートランジスタで発生する熱を放散するために、ヒートシンクと呼ばれる金属ケースが使用されます。

ねじれ

トランジスタは非線形デバイスです。入力と比較すると、出力にはほとんど変化がありません。電圧増幅器では、小さな電流が使用されるため、この問題は優勢ではありません。しかし、電力増幅器では、大電流が使用されているため、歪みの問題が確実に発生します。

歪み*は、アンプの入力波形からの出力波形の変化として定義されます。歪みの少ないアンプは、より良い出力を生成するため、効率的と見なされます。

クラスA電力増幅器

トランジスタバイアスの詳細については既に説明しましたが、これはトランジスタをアンプとして動作させるために非常に重要です。したがって、忠実な増幅を実現するには、アンプが線形領域で動作するようにトランジスタのバイアスをかける必要があります。

クラスA電力増幅器は、AC入力電源の全サイクルにわたって出力電流が流れる増幅器です。したがって、入力に存在する完全な信号は出力で増幅されます。次の図は、クラスA電力増幅器の回路図を示しています。

Collector Load

上の図から、コレクターに負荷としてトランスが存在することがわかります。トランスの使用により、インピーダンス整合が可能になり、負荷への最大電力の伝達が生じます。ラウドスピーカー。

この増幅器の動作点は線形領域にあります。 AC入力サイクル全体で電流が流れるように選択されています。次の図は、動作点の選択を説明しています。

入力サイクル

動作点Qの出力特性を上の図に示します。ここで、（I〜c〜）〜Q〜および（V〜ce〜）〜Q〜は、それぞれコレクターとエミッター間の信号コレクター電流と電圧を表しません。信号が適用されると、QポイントはQ〜1〜およびQ〜2〜にシフトします。出力電流は（I〜c〜）〜max〜に増加し、（I〜c〜）〜min〜に減少します。同様に、コレクタ-エミッタ間電圧は（V〜ce〜）〜max〜に増加し、（V〜ce〜）〜min〜に減少します。

D.C. コレクターバッテリーV〜cc〜から引き出される電力は、

P _ \ {in} =電圧\ times current = V _ \ {CC}（I_C）_Q

この力は、次の2つの部分で使用されます-

熱が与えられると、コレクター負荷で消費される電力

P _ \ {RC} =（電流）^ 2 \ times抵抗=（I_C）^ 2_Q R_C

トランジスタに与えられる電力は

P _ \ {tr} = P _ \ {in}-P _ \ {RC} = V _ \ {CC}-（I_C）^ 2_Q R_C

信号が適用されると、トランジスタに与えられる電力は次の2つの部分で使用されます-

 *A.C. ACを構成する負荷抵抗RCで発生する電力 電力出力。
+ $$（P_O）_ \ {ac} = I ^ 2 R_C = \ frac \ {V ^ 2} \ {R_C} = \ left（\ frac \ {V_m} \ {\ sqrt \ {2}} \ right ）^ 2 \ frac \ {1} \ {R_C} = \ frac \ {V_m ^ 2} \ {2R_C} $$ +* I *はRMS a.cの値 負荷を通る出力電流、 *V* はR.M.S. a.cの値 、および* V〜m〜*はVの最大値です。
* D.C. トランジスタ（コレクタ領域）によって熱の形で消費される電力、つまり（P〜C〜）〜dc〜

次の図に電力フロー全体を示しました。

パワーフロー

このクラスAのパワーアンプは、歪みを最小限に抑えて小信号を増幅でき、出力は強度を高めた入力の正確なレプリカになります。

効率を表すためにいくつかの式を描いてみましょう。

全体的な効率

アンプ回路の全体的な効率は、

（\ eta）_ \ {overall} = \ frac \ {ac \：power \：delivered \：to \：the \：load} \ {total \：power \：delivery \：by \：dc \：供給}

= \ frac \ {（P_O）_ \ {ac}} \ {（P _ \ {in}）_ \ {dc}}

コレクター効率

トランジスタのコレクタ効率は次のように定義されます

（\ eta）_ \ {collector} = \ frac \ {average \：a.c \：power \：output} \ {average \：d.c \：power \：input \：to \：トランジスタ}

= \ frac \ {（P_O）_ \ {ac}} \ {（P _ \ {tr}）_ \ {dc}}

全体的な効率の表現

（P_O）_ \ {ac} = V _ \ {rms} \ times I _ \ {rms}

= \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \ left [\ frac \ {（V _ \ {ce}）_ \ {max}-（V _ \ {ce}）_ \ {min} } \ {2} \ right] \ times \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \ left [\ frac \ {（I_C）_ \ {max}-（I_C）_ \ {min}} \ {2} \ right]

= \ frac \ {[（V _ \ {ce}）_ \ {max}-（V _ \ {ce}）_ \ {min}] \ times [（I_C）_ \ {max}-（I_C）_ \ {min}]} \ {8}

だから

（\ eta）_ \ {overall} = \ frac \ {[（V _ \ {ce}）_ \ {max}-（V _ \ {ce}）_ \ {min}] \ times [（I_C）_ \ {max}-（I_C）_ \ {min}]} \ {8 \ times V _ \ {CC}（I_C）_Q}

クラスAアンプの利点

クラスAパワーアンプの利点は次のとおりです-

入力サイクル全体に電流が流れる
小信号を増幅できます
出力は入力と同じです
歪みはありません

クラスAアンプの欠点

クラスAパワーアンプの利点は次のとおりです-

低出力
低コレクタ効率

トランス結合クラスA電力増幅器

前の章で説明したクラスA電力増幅器は、AC入力電源の全サイクルで出力電流が流れる回路です。また、低出力電力や効率などの短所についても学びました。これらの影響を最小限に抑えるために、トランス結合クラスA電力増幅器が導入されています。

クラスAパワーアンプ*の構成は、下図の助けを借りて理解できます。これは通常のアンプ回路に似ていますが、コレクタ負荷のトランスに接続されています。

分周器の配置

ここで、R〜1〜とR〜2〜は潜在的な分割器の配置を提供します。抵抗器Reは安定化を提供し、C〜e〜はバイパスコンデンサ、R〜e〜は交流を防止します。電圧。ここで使用するトランスは、降圧トランスです。

トランスの高インピーダンス一次側は、高インピーダンスコレクタ回路に接続されています。低インピーダンスのセカンダリは負荷に接続されています（一般的にラウドスピーカー）。

トランスフォーマーアクション

コレクター回路で使用されるトランスは、インピーダンス整合用です。 R〜L〜は、変圧器の2次側に接続された負荷です。 R〜L〜 'は、変圧器の一次側の反射負荷です。

プライマリのターン数はn〜1〜で、セカンダリのターン数はn〜2〜です。 V〜1〜およびV〜2〜を一次および二次電圧とし、I〜1〜およびI〜2〜をそれぞれ一次および二次電流とします。次の図は、トランスを明確に示しています。

ステップダウン

私達はことを知っています

$$ \ frac \ {V_1} \ {V_2} = \ frac \ {n_1} \ {n_2} \：and \：\ frac \ {I_1} \ {I_2} = \ frac \ {n_1} \ {n_2} $ $

Or

V_1 = \ frac \ {n_1} \ {n_2} V_2 \：and \：I_1 = \ frac \ {n_1} \ {n_2} I_2

それゆえ

\ frac \ {V_1} \ {I_1} = \ left（\ frac \ {n_1} \ {n_2} \ right）^ 2 \ frac \ {V_2} \ {I_2}

しかし、V〜1〜/I〜1〜= R〜L〜 ’=有効な入力抵抗

そして、V〜2〜/I〜2〜= R〜L〜=有効出力抵抗

したがって、

R_L ’= \ left（\ frac \ {n_1} \ {n_2} \ right）^ 2 R_L = n ^ 2 R_L

どこで

$$ n = \ frac \ {number \：of \：ターン\：in \：プライマリ} \ {number \：of \：ターン\：in \：セカンダリ} = \ frac \ {n_1} \ {n_2} $ $

パワーアンプは、降圧トランスで適切な巻数比をとることでマッチングできます。

回路動作

信号によるコレクタ電流のピーク値がゼロ信号コレクタ電流に等しい場合、最大交流出力が得られます。したがって、完全な増幅を実現するには、動作点が負荷線の中心にある必要があります。

信号が適用されると、動作点は明らかに異なります。コレクタ電圧は、コレクタ電流と逆相で変化します。コレクタ電圧の変動は、トランスの一次側に現れます。

回路解析

プライマリの電力損失は、抵抗が非常に小さいため、無視できると想定されています。

DC状態での入力電力は

（P _ \ {in}）_ \ {dc} =（P _ \ {tr}）_ \ {dc} = V _ \ {CC} \ times（I_C）_Q

クラスAアンプの最大容量では、電圧は（V〜ce〜）〜max〜からゼロに、電流は（I〜c〜）〜max〜からゼロにスイングします。

それゆえ

V _ \ {rms} = \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \ left [\ frac \ {（V _ \ {ce}）_ \ {max}-（V _ \ {ce}） _ \ {min}} \ {2} \ right] = \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \ left [\ frac \ {（V _ \ {ce}）_ \ {max}} \ {2} \ right] = \ frac \ {2V _ \ {CC}} \ {2 \ sqrt \ {2}} = \ frac \ {V _ \ {CC}} \ {\ sqrt \ {2}}

I _ \ {rms} = \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \ left [\ frac \ {（I_C）_ \ {max}-（I_C）_ \ {min}} \ { 2} \ right] = \ frac \ {1} \ {\ sqrt \ {2}} \ left [\ frac \ {（I_C）_ \ {max}} \ {2} \ right] = \ frac \ {2 （I_C）_Q} \ {2 \ sqrt \ {2}} = \ frac \ {（I_C）_Q} \ {\ sqrt \ {2}}

したがって、

（P_O）_ \ {ac} = V _ \ {rms} \ times I _ \ {rms} = \ frac \ {V _ \ {CC}} \ {\ sqrt \ {2}} \ times \ frac \ {（ I_C）_Q} \ {\ sqrt \ {2}} = \ frac \ {V _ \ {CC} \ times（I_C）_Q} \ {2}

したがって、

コレクター効率= $ \ frac \ {（P_O）_ \ {ac}} \ {（P _ \ {tr}）_ \ {dc}} $

Or,

（\ eta）_ \ {collector} = \ frac \ {V _ \ {CC} \ times（I_C）_Q} \ {2 \ times V _ \ {CC} \ times（I_C）_Q} = \ frac \ { 1} \ {2}

= \ frac \ {1} \ {2} \ times 100 = 50 \％

クラスA電力増幅器の効率は30％近くになりますが、トランス結合のクラスA電力増幅器を使用することで50％に改善されています。

利点

トランス結合クラスA電力増幅器の利点は次のとおりです。

ベース抵抗またはコレクタ抵抗の信号電力の損失はありません。
優れたインピーダンス整合が達成されます。
ゲインが高い。
DC絶縁が提供されます。

デメリット

トランス結合クラスA電力増幅器の欠点は次のとおりです。

低周波信号は比較的増幅されません。
ハムノイズはトランスによって発生します。
トランスフォーマーはかさばり、高価です。
周波数応答が悪い。

アプリケーション

トランス結合クラスA電力増幅器の用途は次のとおりです。

この回路では、インピーダンス整合が主要な基準になります。
これらはドライバーアンプとして使用され、出力アンプとして使用されることもあります。

プッシュプルクラスA電力増幅器

これまで、2種類のクラスA電力増幅器を見てきました。対処すべき主な問題は、低出力と効率です。 *プッシュプル*構成と呼ばれる組み合わせのトランジスタペアを使用することにより、クラスAアンプよりも高い出力と効率を得ることができます。

この回路では、出力段に2つの相補トランジスタを使用し、一方のトランジスタはNPNまたはNチャネルタイプで、もう一方のトランジスタは PUSHのように動作するように接続されたPNPまたはPチャネル（補数）タイプです。トランジスタをON にし、同時に別のトランジスタをOFF *に引き出します。このプッシュプル構成は、クラスA、クラスB、クラスC、またはクラスABアンプで行うことができます。

プッシュプルクラスA電力増幅器の構築

プッシュプル構成のクラスA電力増幅器回路の構成を下図に示します。この配置は、主に単一トランジスタ増幅器の伝達特性の非線形性によって導入される高調波歪みを低減します。

非直線性

プッシュプル配置では、2つの同一のトランジスタT〜1〜およびT〜2〜のエミッタ端子が短絡しています。入力信号はトランスT〜r1〜を介してトランジスタに印加され、トランスT〜r1〜は両方のトランジスタベースに逆極性の信号を提供します。両方のトランジスタのコレクタは、出力トランスT〜r2〜の一次側に接続されています。両方のトランスはセンタータップされています。 V〜CC〜電源は、出力トランスの一次側を介して両方のトランジスタのコレクタに供給されます。

抵抗R〜1〜およびR〜2〜は、バイアス配置を提供します。負荷は通常、出力トランスの2次側に接続されたスピーカーです。出力トランスの巻数比は、負荷がトランジスタの出力インピーダンスとよく一致するように選択されます。そのため、最大電力が増幅器によって負荷に供給されます。

回路動作

出力は、出力トランスT〜r2〜から収集されます。このトランスT〜r2〜の一次側には、実質的にDC成分がありません。トランジスタT〜1〜およびT〜2〜のコレクタはトランスT〜r2〜の一次側に接続されているため、電流の大きさは等しく、トランスT〜r2〜の一次側を逆方向に流れます。

a.c. 入力信号が印加されると、トランジスタT〜1〜のベースはより正になり、トランジスタT〜2〜のベースはあまり正になりません。したがって、トランジスタT〜1〜のコレクタ電流i〜c1〜は増加し、トランジスタT〜2〜のコレクタ電流i〜c2〜は減少します。これらの電流は、出力トランスの一次側の2つの半分に反対方向に流れます。さらに、これらの電流によって生成される磁束も反対方向になります。

したがって、負荷にかかる電圧は誘導電圧となり、その大きさはコレクタ電流の差に比例します。

（i _ \ {c1}-i _ \ {c2}）

同様に、負の入力信号の場合、コレクタ電流i〜c2〜はi〜c1〜より大きくなります。この場合、負荷に発生する電圧は再び差に起因します

（i _ \ {c1}-i _ \ {c2}）

$ i _ \ {c2}> i _ \ {c1} $として

負荷に誘導される電圧の極性は逆になります。

i _ \ {c1}-i _ \ {c2} = i _ \ {c1} +（-i _ \ {c2}）

よりよく理解するために、下の図を考えてみましょう。

Addition Wave

全体的な操作の結果は、a.c。出力トランスの二次側に誘導される電圧、したがってa.c. その負荷に電力が供給されます。

入力信号の任意の半サイクル中に、一方のトランジスタが導通状態に駆動（またはプッシュ）され、もう一方が非導通（プルアウト）になっていることがわかります。したがって、* Push-pull増幅器*という名前です。プッシュプル増幅器の高調波歪みは最小限に抑えられ、すべての偶数次高調波が除去されます。

利点

クラスAプッシュプル増幅器の利点は次のとおりです。

高a.c. 出力が取得されます。
出力には偶数次高調波がありません。
リップル電圧の影響は相殺されます。これらは、不適切なフィルタリングのために電源に存在します。

デメリット

クラスAプッシュプル増幅器の欠点は次のとおりです。

トランジスタは、増幅率が等しくなるように同一にする必要があります。
トランスにはセンタータップが必要です。
トランスフォーマーはかさばり、高価です。

クラスBパワーアンプ

コレクタ電流が入力信号の正の半サイクル中にのみ流れる場合、電力増幅器は*クラスB電力増幅器*として知られています。

クラスB操作

クラスB動作でのトランジスタのバイアスは、信号がゼロの状態でコレクタ電流が発生しないようにします。 *動作点*は、コレクターのカットオフ電圧になるように選択されます。そのため、信号が適用されると、*正の半サイクル*のみが出力で増幅されます。

下の図は、クラスB動作中の入力および出力波形を示しています。

クラスB操作

信号が印加されると、回路は入力の正の半サイクルの間順方向にバイアスされるため、コレクタ電流が流れます。ただし、入力の負の半サイクルの間、回路は逆バイアスされ、コレクタ電流はなくなります。したがって、*正の半サイクル*のみが出力で増幅されます。

負の半サイクルが完全に存在しないため、信号の歪みが大きくなります。また、適用される信号が増加すると、電力損失が大きくなります。ただし、クラスAの電力増幅器と比較すると、出力効率は向上します。

欠点を最小限に抑え、低歪み、高効率、高出力を実現するために、このクラスBアンプではプッシュプル構成が使用されています。

クラスBプッシュプル増幅器

クラスBの電力増幅器の効率はクラスAよりも高くなりますが、入力の半サイクルのみが使用されるため、歪みが大きくなります。また、入力電力は完全には利用されません。これらの問題を補正するために、プッシュプル構成がクラスBアンプに導入されています。

建設

プッシュプルクラスB電力増幅器の回路は、ベースがセンタータップ入力トランスT〜r1〜の二次側に接続されている2つの同一のトランジスタT〜1〜およびT〜2〜で構成されています。エミッタが短絡され、コレクタには出力トランスT〜r2〜の一次側を介してV〜CC〜電源が供給されます。

クラスBプッシュプル増幅器の回路構成は、バイアス抵抗を使用する代わりに、トランジスタがカットオフでバイアスされることを除いて、クラスAプッシュプル増幅器の回路構成と同じです。次の図は、プッシュプルクラスB電力増幅器の構造の詳細を示しています。

プッシュプル構造

クラスBプッシュプルアンプの回路動作の詳細を以下に示します。

操作

上図に示すクラスBプッシュプル増幅器の回路では、両方のトランスがセンタータップされていることがわかります。入力に信号が印加されていない場合、トランジスタT〜1〜およびT〜2〜は遮断状態にあるため、コレクタ電流は流れません。 V〜CC〜から電流が引き出されないため、電力が無駄になりません。

入力信号が与えられると、入力トランスT〜r1〜に加えられ、信号を互いに位相が180 ^ o ^ずれた2つの信号に分割します。これらの2つの信号は、2つの同一のトランジスタT〜1〜およびT〜2〜に与えられます。正の半サイクルでは、トランジスタT〜1〜のベースが正になり、コレクタ電流が流れます。同時に、トランジスタT〜2〜は負の半サイクルを持ち、トランジスタT〜2〜をカットオフ状態にし、コレクタ電流が流れません。次の図に示すように、波形が生成されます。

プッシュプル操作

次の半サイクルでは、トランジスタT〜1〜がカットオフ状態になり、トランジスタT〜2〜が導通して出力に寄与します。したがって、両方のサイクルで、各トランジスタが交互に導通します。出力トランスT〜r3〜は、2つの電流を結合して、ほとんど歪みのない出力波形を生成します。

クラスBプッシュプル増幅器の電力効率

各トランジスタの電流は、半正弦ループの平均値です。

半正弦ループの場合、I〜dc〜は

I _ \ {dc} = \ frac \ {（I_C）_ \ {max}} \ {\ pi}

したがって、

$$（p _ \ {in}）_ \ {dc} = 2 \ times \ left [\ frac \ {（I_C）_ \ {max}} \ {\ pi} \ times V _ \ {CC} \ right] $ $

ここでは、プッシュプル増幅器に2つのトランジスタがあるため、係数2が導入されています。

R.M.S. コレクタ電流の値= $（I_C）_ \ {max}/\ sqrt \ {2} $

R.M.S. 出力電圧の値= $ V _ \ {CC}/\ sqrt \ {2} $

最大電力の理想的な条件下で

したがって、

（P_O）_ \ {ac} = \ frac \ {（I_C）_ \ {max}} \ {\ sqrt \ {2}} \ times \ frac \ {V _ \ {CC}} \ {\ sqrt \ {2}} = \ frac \ {（I_C）_ \ {max} \ times V _ \ {CC}} \ {2}

全体の最大効率

\ eta _ \ {overall} = \ frac \ {（P_O）_ \ {ac}} \ {（P _ \ {in}）_ \ {dc}}

= \ frac \ {（I_C）_ \ {max} \ times V _ \ {CC}} \ {2} \ times \ frac \ {\ pi} \ {2（I_C）_ \ {max} \ times V_ \ {CC}}

= \ frac \ {\ pi} \ {4} = 0.785 = 78.5 \％

コレクターの効率は同じです。

したがって、クラスBプッシュプル増幅器は、クラスAプッシュプル増幅器よりも効率が向上します。

相補対称プッシュプルクラスBアンプ

先ほど説明したプッシュプルアンプは効率を改善しますが、センタータップトランスを使用すると、回路が大きくなり、重く、高価になります。次の回路図に示すように、回路をシンプルにして効率を向上させるために、使用するトランジスタを補完することができます。

相補

上記の回路は、プッシュプル構成で接続されたNPNトランジスタとPNPトランジスタを使用しています。入力信号が印加されると、入力信号の正の半サイクル中に、NPNトランジスタが導通し、PNPトランジスタが遮断します。負の半サイクルの間、NPNトランジスタが遮断され、PNPトランジスタが導通します。

このようにして、NPNトランジスタは入力の正の半サイクル中に増幅し、PNPトランジスタは入力の負の半サイクル中に増幅します。トランジスタは両方とも相互に補完的ですが、クラスBのプッシュプル構成で接続されている間は対称的に動作するため、この回路は「相補対称プッシュプルクラスBアンプ」と呼ばれます。

利点

相補対称プッシュプルクラスBアンプの利点は次のとおりです。

センタータップの変圧器は必要ないので、重量とコストが削減されます。
等しいおよび反対の入力信号電圧は必要ありません。

デメリット

相補対称プッシュプルクラスBアンプの欠点は次のとおりです。

同様の特性を持つトランジスタのペア（NPNとPNP）を入手することは困難です。
正と負の両方の電源電圧が必要です。

AB級およびC級電力増幅器

これまでに説明したクラスAおよびクラスBアンプには、ほとんど制限がありません。ここで、これら2つを組み合わせて、非効率なくクラスAとクラスBの両方のアンプのすべての利点を備えた新しい回路を取得してみましょう。その前に、クラスBの出力が遭遇する*クロスオーバーディストーション*と呼ばれる別の重要な問題も見てみましょう。

クロスオーバー歪み

プッシュプル構成では、2つの同一のトランジスタが次々と導通し、生成される出力は両方の組み合わせになります。

信号が1つのトランジスタからゼロ電圧ポイントで他のトランジスタに変化またはクロスオーバーすると、出力波形にある程度の歪みが生じます。トランジスタが導通するためには、ベースエミッタ接合がカットオフ電圧である0.7vを超える必要があります。トランジスタがオフからオンになる、またはオン状態からオフになるのにかかる時間は、*遷移期間*と呼ばれます。

ゼロ電圧ポイントでは、トランジスタを一方から他方に切り替える遷移期間は、両方のトランジスタが一度にオフになる場合につながる効果を持っています。このようなインスタンスは、出力波形で*フラットスポット*または*デッドバンド*として呼び出すことができます。

出力波形

上記の図は、出力波形で目立つクロスオーバー歪みを明確に示しています。これが主な欠点です。また、このクロスオーバー歪み効果により、出力波形の全体的なピークツーピーク値が減少し、最大電力出力が減少します。これは、以下に示すように、波形の非線形特性を通じてより明確に理解できます。

クロスオーバー

このクロスオーバー歪みは、大きな入力信号ではそれほど顕著ではなく、小さな入力信号では激しい妨害を引き起こすことがわかります。アンプの導通が半サイクル以上であれば、このクロスオーバー歪みは解消されるため、両方のトランジスタが同時にオフになることはありません。

この考え方は、以下で説明するように、クラスAとクラスBの両方の増幅器の組み合わせであるクラスAB増幅器の発明につながります。

AB級パワーアンプ

名前が示すように、クラスABはクラスAとクラスBのタイプの増幅器の組み合わせです。クラスAには低効率の問題があり、クラスBには歪みの問題があるため、このクラスABは、両方のクラスの利点を活用して、これら2つの問題を解消するために登場しました。

クロスオーバー歪みは、遷移期間中に両方のトランジスタが同じ瞬間にオフになったときに発生する問題です。これをなくすには、半サイクル以上にわたって条件を選択する必要があります。したがって、動作中のトランジスタが遮断状態に切り替わる前に、他のトランジスタが導通します。これは、次の回路図に示すように、クラスAB構成を使用することによってのみ達成されます。

クラスAB

したがって、クラスABアンプ設計では、プッシュプルトランジスタのそれぞれは、クラスBの導通の半サイクルよりわずかに長く導通しますが、クラスAの導通の全サイクルよりもはるかに短く導通します。

クラスABアンプの導通角は、選択した動作点に応じて180 ^ o ^から360 ^ o ^の間です。これは、以下の図の助けを借りて理解されます。

伝導角

上の図に示すように、ダイオードD〜1〜およびD〜2〜を使用して与えられた小さなバイアス電圧は、動作点がカットオフ点より上になるのを助けます。したがって、クラスABの出力波形は、上の図に示すようになります。クラスBによって作成されたクロスオーバー歪みはこのクラスABによって克服され、クラスAとBの非効率性は回路に影響しません。

したがって、クラスABは、効率と約50％〜60％に達する線形性の点で、クラスAとクラスBの間の適切な妥協点です。クラスA、B、およびABアンプは、出力信号の振幅と位相が入力信号の振幅と位相に線形に関連しているため、「線形増幅器」と呼ばれます。

クラスCパワーアンプ

コレクタ電流が入力信号の半サイクル未満しか流れない場合、電力増幅器は「クラスC電力増幅器」と呼ばれます。

クラスCアンプの効率は高く、直線性は劣ります。クラスCの伝導角は180 ^ o ^未満です。通常、約90 ^ o ^です。これは、入力信号の半分以上の間、トランジスタがアイドル状態のままであることを意味します。したがって、出力電流は、入力信号のアプリケーションに比べて短い時間で供給されます。

次の図は、クラスC増幅器の動作点と出力を示しています。

クラスC

この種のバイアスにより、アンプの効率が約80％改善されますが、出力信号に大きな歪みが生じます。クラスC増幅器を使用すると、その出力で生成されたパルスは、コレクター回路でLC回路を使用することにより、特定の周波数の完全な正弦波に変換できます。

調整アンプ

これまで説明してきたアンプの種類は、オーディオ周波数で優れているにもかかわらず、ラジオ周波数では効果的に機能しません。また、これらのアンプのゲインは、信号の周波数に応じて広範囲にわたって変化しないようなものです。これにより、ある範囲の周波数で信号を均等に増幅することができ、他の周波数を排除しながら特定の所望の周波数を選択することはできません。

そのため、選択と増幅が可能な回路が必要になります。したがって、調整された回路などの選択と一緒にアンプ回路は、*調整されたアンプ*を作ります。

調整アンプとは何ですか？

調整された増幅器は、チューニング*の目的で使用される増幅器です。チューニングとは選択を意味します。使用可能な一連の周波数の中で、特定の周波数を選択する必要があり、他のすべての周波数を拒否する場合、そのようなプロセスは*選択*と呼ばれます。この選択は、 *Tuned circuit と呼ばれる回路を使用して行われます。

アンプ回路の負荷がチューニングされた回路に置き換わっている場合、そのようなアンプは「チューニングされたアンプ回路」と呼ばれます。基本的な調整されたアンプ回路は、次のようになります。

Basic Tuned

チューナー回路は、*共振*または*タンク回路*とも呼ばれるLC回路に他なりません。周波数を選択します。同調回路は、共振周波数を中心とする狭い周波数帯域で信号を増幅できます。

インダクタのリアクタンスがコンデンサのリアクタンスと釣り合うとき、ある周波数の同調回路では、そのような周波数は「共振周波数」と呼ばれます。 * f〜r〜*で示されます。

共鳴の式は

2 \ pi f_L = \ frac \ {1} \ {2 \ pi f_c}

f_r = \ frac \ {1} \ {2 \ pi \ sqrt \ {LC}}

調整回路の種類

調整回路は、メイン回路への接続のタイプに応じて、直列調整回路（直列共振回路）または並列調整回路（並列共振回路）になります。

シリーズ調整回路

直列に接続されたインダクタとコンデンサは、次の回路図に示すように、直列に調整された回路を構成します。

シリーズ調整済み

共振周波数では、直列共振回路は低インピーダンスを提供し、大電流を流すことができます。直列共振回路は、共振周波数から遠く離れた周波数に対してますます高いインピーダンスを提供します。

並列調整回路

並列に接続されたインダクタとコンデンサは、次の図に示すように、並列に調整された回路を構成します。

Parallel Tuned

共振周波数では、並列共振回路は高インピーダンスを提供するため、大電流は流れません。並列共振回路は、共振周波数から遠い周波数に対してますます低いインピーダンスを提供します。

並列調整回路の特性

並列共振が発生する周波数（つまり、回路電流の無効成分がゼロになる）は、共振周波数* f〜r〜*と呼ばれます。調整回路の主な特徴は次のとおりです。

インピーダンス

電源電圧とライン電流の比は、調整された回路のインピーダンスです。 LC回路が提供するインピーダンスは、

\ frac \ {供給\：電圧} \ {直線方程式} = \ frac \ {V} \ {I}

共振時、ライン電流は増加しますが、インピーダンスは減少します。

以下の図は、並列共振回路のインピーダンス曲線を表しています。

インピーダンス

共振周波数* f〜r〜*の上下の値では、回路のインピーダンスが減少します。したがって、特定の周波数の選択と他の周波数の拒否が可能です。

回路インピーダンスの方程式を得るために、考えてみましょう

行電流$ I = I_L cos \ phi $

\ frac \ {V} \ {Z_r} = \ frac \ {V} \ {Z_L} \ times \ frac \ {R} \ {Z_L}

\ frac \ {1} \ {Z_r} = \ frac \ {R} \ {Z_L ^ 2}

\ frac \ {1} \ {Z_r} = \ frac \ {R} \ {L/C} = \ frac \ {C R} \ {L}

以来、$ Z_L ^ 2 = \ frac \ {L} \ {C} $

したがって、回路インピーダンスZ〜r〜は次のように得られます。

Z_R = \ frac \ {L} \ {C R}

したがって、並列共振では、回路インピーダンスはL/CRに等しくなります。

回路電流

並列共振では、回路またはライン電流Iは、印加電圧を回路インピーダンスZ〜r〜で除算することで得られます。

現在の行$ I = \ frac \ {V} \ {Z_r} $

ここで$ Z_r = \ frac \ {L} \ {C R} $

Z〜r〜は非常に高いため、ライン電流Iは非常に小さくなります。

品質係数

並列共振回路の場合、共振曲線の鋭さが選択性を決定します。コイルの抵抗が小さいほど、共振曲線は鋭くなります。したがって、コイルの誘導リアクタンスと抵抗により、調整された回路の品質が決まります。

共振時のコイルの誘導リアクタンスと抵抗の比は、品質係数*として知られています。 *Q で示されます。

Q = \ frac \ {X_L} \ {R} = \ frac \ {2 \ pi f_r L} \ {R}

Qの値が高いほど、共鳴曲線が鋭くなり、選択性が向上します。

調整増幅器の利点

調整されたアンプの利点は次のとおりです。

LやCなどのリアクティブコンポーネントを使用すると、電力損失が最小限に抑えられ、調整されたアンプが効率的になります。
共振周波数でより高いインピーダンスを提供することにより、所望の周波数の選択性と増幅が高くなります。
並列に調整された回路の抵抗が小さいため、より小さなコレクタ電源VCCで十分です。

高抵抗コレクタ負荷がある場合、これらの利点は適用できないことに注意することが重要です。

調整された増幅器の周波数応答

アンプを効率的にするには、ゲインを高くする必要があります。この電圧利得は、β、入力インピーダンス、コレクタ負荷に依存します。調整された増幅器のコレクタ負荷は、調整された回路です。

そのような増幅器の電圧利得は

電圧ゲイン= $ \ frac \ {\ beta Z_C} \ {Z _ \ {in}} $

ここで、Z〜C〜=実効コレクター負荷およびZ〜in〜=増幅器の入力インピーダンス。

Z〜C〜の値は、調整されたアンプの周波数に依存します。 Z〜C〜は共振周波数で最大になるため、アンプのゲインはこの共振周波数で最大になります。

帯域幅

調整された増幅器の電圧ゲインが最大ゲインの70.7％に低下する周波数の範囲は、その*帯域幅*と呼ばれます。

f〜1〜とf〜2〜の間の周波数範囲は、調整されたアンプの帯域幅と呼ばれます。調整された増幅器の帯域幅は、LC回路のQ、つまり周波数応答のシャープネスに依存します。 Qの値と帯域幅は反比例します。

以下の図は、調整された増幅器の帯域幅と周波数応答の詳細を示しています。

帯域幅

Qと帯域幅の関係

帯域幅の品質係数Qは、帯域幅に対する共振周波数の比、つまり

Q = \ frac \ {f_r} \ {BW}

一般に、実際の回路のQ値は10を超えます。

この条件下では、並列共振の共振周波数は次の式で与えられます

f_r = \ frac \ {1} \ {2 \ pi \ sqrt \ {LC}}

調整アンプの種類

チューニングされたアンプには主に2つのタイプがあります。彼らは-

シングルチューニングアンプ
ダブルチューニングアンプ

シングルチューニングアンプ

アンプ回路のコレクターにあるシングルチューナーセクションを持つアンプ回路は、シングルチューナーアンプ回路と呼ばれます。

建設

コレクター負荷に並列に調整された回路で構成される単純なトランジスタ増幅器回路は、単一の調整された増幅器回路になります。同調回路の静電容量とインダクタンスの値は、その共振周波数が増幅される周波数と等しくなるように選択されます。

次の回路図は、単一の調整された増幅器回路を示しています。

Single Tuned

出力は、上記のカップリングコンデンサC〜C〜またはLに配置された2次巻線から取得できます。

操作

増幅する必要がある高周波信号は、増幅器の入力に加えられます。並列同調回路の共振周波数は、同調回路内のコンデンサCの静電容量値を変更することにより印加される信号の周波数に等しくなります。

この段階で、調整された回路は信号周波数に対して高インピーダンスを提供し、調整された回路全体で高出力を提供するのに役立ちます。調整された周波数に対してのみ高インピーダンスが提供されるため、インピーダンスが低くなる他のすべての周波数は、調整された回路によって拒否されます。したがって、調整された増幅器は、目的の周波数信号を選択して増幅します。

周波数応答

回路のQが高い場合、並列共振は共振周波数f〜r〜で発生します。共振周波数f〜r〜は

f_r = \ frac \ {1} \ {2 \ pi \ sqrt \ {LC}}

次のグラフは、単一の調整された増幅器回路の周波数応答を示しています。

単一周波数

共振周波数f〜r〜では、並列同調回路のインピーダンスは非常に高く、純粋に抵抗性です。したがって、R〜L〜の両端の電圧は、回路が共振周波数に調整されたときに最大になります。したがって、電圧ゲインは共振周波数で最大になり、その上下で低下します。 Qが高いほど、曲線は狭くなります。

ダブルチューニングアンプ

ダブルチューナーセクションがアンプ回路のコレクターにあるアンプ回路は、ダブルチューナーアンプ回路と呼ばれます。

建設

ダブルチューニングアンプの構成は、次の図を見るとわかります。この回路は、アンプのコレクターセクションにある2つの調整された回路L〜1〜C〜1〜とL〜2〜C〜2〜で構成されています。調整回路L〜1〜C〜1〜の出力の信号は、相互結合法により他の調整回路L〜2〜C〜2〜に結合されます。残りの回路の詳細は、次の回路図に示すように、単一同調増幅器回路と同じです。

Double Tuned

操作

増幅する必要がある高周波信号は、増幅器の入力に与えられます。調整回路L〜1〜C〜1〜は入力信号周波数に調整されます。この状態では、同調回路は信号周波数に対して高いリアクタンスを提供します。その結果、調整された回路L〜1〜C〜1〜の出力に大きな出力が現れ、相互誘導により他の調整された回路L〜2〜C〜2〜に結合されます。これらの二重調整回路は、ラジオおよびテレビ受信機のさまざまな回路を結合するために広く使用されています。

ダブルチューニングアンプの周波数応答

二重調整アンプには、*カップリング*という特別な機能があり、これはアンプの周波数応答を決定する上で重要です。 2つの調整された回路間の相互インダクタンスの量は、回路の周波数応答を決定する結合の程度を示します。

相互インダクタンスの特性を理解するために、基本原理を説明します。

相互インダクタンス

電流を流すコイルがその周囲にいくらかの磁場を生成するため、一次コイルの磁束領域にあるように別のコイルをこのコイルに近づけると、変化する磁束が二次コイルにEMFを誘導します。この最初のコイルが*プライマリコイル*と呼ばれる場合、2番目のコイルは*セカンダリコイル*と呼ばれます。

一次コイルの磁場の変化により二次コイルにEMFが誘導される場合、そのような現象は*相互インダクタンス*と呼ばれます。

次の図は、これについての考えを示しています。

相互インダクタンス

図の電流* i〜s〜はソース電流を示し、 i〜ind〜*は誘導電流を示します。磁束は、コイルの周囲に発生する磁束を表します。これは二次コイルにも広がります。

電圧を印加すると、電流* i〜s〜が流れ、磁束が発生します。電流が変化すると、磁束が変化し、相互インダクタンス特性により、二次コイルに i〜ind〜*が生成されます。

カップリング

相互インダクタンス結合の概念の下では、下図のようになります。

カップリング

コイルが離れている場合、一次コイルL〜1〜の磁束鎖交は二次コイルL〜2〜を鎖交しません。この状態では、コイルは*疎結合*を持つと言われています。この状態で二次コイルから反射される抵抗は小さく、共振曲線は鋭くなり、下図に示すように回路Qは高くなります。

タイトカップリング

それどころか、一次コイルと二次コイルを近づけると、*密結合*になります。このような条件下では、反射抵抗が大きくなり、回路Qが低くなります。共振周波数の上下のゲイン最大値の2つの位置が取得されます。

ダブルチューニング回路の帯域幅

上の図は、結合の程度とともに帯域幅が増加することを明確に示しています。二重調整回路の決定要因はQではなく結合です。

特定の周波数では、結合が密になるほど帯域幅が大きくなることがわかりました。

帯域幅の式は次のように与えられます

BW _ \ {dt} = k f_r

ここで、BW〜dt〜=複同調回路の帯域幅、K =結合係数、f〜r〜=共振周波数。

チューニングされたアンプの機能に関する十分な知識が得られたことを願っています。次の章では、フィードバック増幅器について学びます。

アンプのフィードバック

アンプ回路は、単に信号強度を増加させます。しかし、増幅している間は、情報が含まれているか、情報とともにノイズが含まれているかに関係なく、入力信号の強度が増加します。突然の温度変化や漂遊電場や磁場により*ハム*が発生する傾向が強いため、このノイズまたは何らかの外乱が増幅器に導入されます。したがって、すべての高ゲインアンプは出力に信号とともにノイズを与える傾向があり、これは非常に望ましくありません。

増幅回路のノイズレベルは、入力信号に対して逆位相で出力の一部を注入することによって行われる*負帰還*を使用することにより、大幅に低減できます。

フィードバックアンプの原理

フィードバックアンプは通常、2つの部分で構成されています。それらは*アンプ*と*フィードバック回路*です。通常、フィードバック回路は抵抗で構成されます。フィードバック増幅器の概念は、次の図から理解できます。

フィードバック

上記の図から、アンプのゲインはAとして表されます。アンプのゲインは、入力電圧V〜i〜に対する出力電圧V〜o〜の比率です。フィードバックネットワークは、アンプの出力V〜o〜から電圧V〜f〜=βV〜o〜を抽出します。

この電圧は、正のフィードバックの場合は加算され、負のフィードバックの場合は信号電圧V〜s〜から減算されます。 Now,

V_i = V_s + V_f = V_s + \ beta V_o

V_i = V_s-V_f = V_s-\ beta V_o

量β= V〜f〜/V〜o〜は、フィードバック比またはフィードバック割合と呼ばれます。

負帰還の場合を考えてみましょう。出力V〜o〜は、アンプのゲインAを掛けた入力電圧（V〜s〜-βV〜o〜）に等しくなければなりません。

したがって、

（V_s-\ beta V_o）A = V_o

Or

A V_s-\ beta V_o = V_o

Or

A V_s = V_o（1 + A \ベータ）

したがって、

\ frac \ {V_o} \ {V_s} = \ frac \ {A} \ {1 + A \ beta}

A〜f〜をアンプの全体的なゲイン（フィードバック付きゲイン）にします。これは、出力電圧V〜o〜と印加信号電圧V〜s〜の比、つまり

A_f = \ frac \ {出力\：電圧} \ {入力\：信号\：電圧} = \ frac \ {V_o} \ {V_s}

したがって、上記の2つの式から、それを理解できます。

負帰還を備えた帰還増幅器の利得の方程式は、

A_f = \ frac \ {A} \ {1 + A \ beta}

正帰還を備えた帰還増幅器の利得の方程式は、

A_f = \ frac \ {A} \ {1-A \ beta}

これらは、フィードバックアンプのゲインを計算するための標準方程式です。

フィードバックの種類

一部のデバイスの出力エネルギーの一部を入力に戻すプロセスは、「フィードバック」と呼ばれます。フィードバックは、ノイズを減らし、アンプの動作を安定させるのに非常に役立つことがわかっています。

フィードバック信号が入力信号を「援助」するのか「反対」するのかに応じて、2種類のフィードバックが使用されます。

正のフィードバック

フィードバックエネルギー、つまり電圧または電流のいずれかが入力信号と同相であるため、入力信号を支援するフィードバックは、*正帰還*と呼ばれます。

入力信号とフィードバック信号の両方が180 ^ o ^の位相シフトを導入するため、ループの周りに360 ^ o ^の結果の位相シフトが発生し、最終的に入力信号と同位相になります。

正のフィードバックはアンプのゲインを増加*しますが、次のような欠点があります。

歪みの増加
不安定

これらの欠点があるため、アンプには正帰還をお勧めしません。正のフィードバックが十分に大きい場合、発振につながり、それによって発振回路が形成されます。この概念については、OSCILLATORSチュートリアルで説明します。

負のフィードバック

フィードバックエネルギー、つまり電圧または電流のいずれかが入力と位相がずれており、入力に対抗するフィードバックは、「負のフィードバック」と呼ばれます。

負帰還では、増幅器は180 ^ o ^の位相シフトを回路に導入しますが、フィードバックネットワークは、位相シフトを発生させないか、ゼロの位相シフトを発生させるように設計されています。したがって、結果のフィードバック電圧V〜f〜は、入力信号V〜in〜と位相が180°ずれています。

負帰還アンプの*ゲイン*は*減少*しますが、次のような負帰還の多くの利点があります。

ゲインの安定性が向上しました
歪みの低減
騒音の低減
入力インピーダンスの増加
出力インピーダンスの減少
均一な塗布範囲の拡大

これは、これらの利点により、負帰還が増幅器で頻繁に使用されるためです。

アンプ負帰還

アンプの負帰還は、増幅された出力の一部を入力に逆相で供給する方法です。増幅器が180 ^ o ^の位相シフトを提供するのに対し、フィードバックネットワークはそうではないため、位相が反対になります。

出力エネルギーが入力に印加されている間、電圧エネルギーがフィードバックとして取得されるため、出力はシャント接続で取得され、電流エネルギーがフィードバックとして取得されるため、出力は直列接続で取得されます。

負帰還回路には主に2つのタイプがあります。彼らは-

負電圧フィードバック
負の電流フィードバック

負電圧フィードバック

この方法では、アンプの入力への電圧フィードバックは出力電圧に比例します。これはさらに2つのタイプに分類されます-

電圧シリーズのフィードバック
電圧シャントフィードバック

負の電流フィードバック

この方法では、アンプの入力への電圧フィードバックは出力電流に比例します。これはさらに2つのタイプに分類されます。

電流シリーズのフィードバック
電流シャントフィードバック

それらすべてについて簡単に考えてみましょう。

電圧シリーズのフィードバック

電圧直列フィードバック回路では、出力電圧の一部がフィードバック回路を介して入力電圧と直列に印加されます。これは、*シャント駆動の直列給電*フィードバック、つまり並列直列回路としても知られています。

次の図は、電圧直列フィードバックのブロック図を示しています。これにより、フィードバック回路が出力とシャントで、入力と直列に配置されていることがわかります。

電圧シリーズ

フィードバック回路が出力とシャントで接続されると、出力インピーダンスが減少し、入力との直列接続により、入力インピーダンスが増加します。

電圧シャントフィードバック

電圧シャントフィードバック回路では、出力電圧の一部がフィードバックネットワークを介して入力電圧と並列に印加されます。これは、*シャント駆動型のシャントフィード*フィードバック、つまり並列-並列プロトタイプタイプとしても知られています。

次の図は、電圧シャントフィードバックのブロック図を示しています。これにより、フィードバック回路が出力および入力とともにシャントに配置されていることがわかります。

電圧シャント

フィードバック回路が出力および入力にもシャントで接続されているため、出力インピーダンスと入力インピーダンスの両方が減少します。

現在のシリーズのフィードバック

電流直列フィードバック回路では、出力電圧の一部がフィードバック回路を介して入力電圧と直列に印加されます。これは series-driven series-fed feedback、つまりseries-series circuitとも呼ばれます。

次の図は、電流直列フィードバックのブロック図を示しています。これにより、フィードバック回路が出力および入力とも直列に配置されていることがわかります。

現在のシリーズ

フィードバック回路が出力および入力にも直列に接続されると、出力インピーダンスと入力インピーダンスの両方が増加します。

電流シャントフィードバック

電流シャントフィードバック回路では、出力電圧の一部がフィードバック回路を介して入力電圧と直列に印加されます。これは、*直列駆動のシャントフィード*フィードバック、つまり直並列回路としても知られています。

以下の図は、電流シャントフィードバックのブロック図を示しています。これにより、フィードバック回路が出力と直列で、入力と並列に配置されていることがわかります。

現在のシャント

フィードバック回路が出力と直列に接続されると、出力インピーダンスが増加し、入力との並列接続により、入力インピーダンスが減少します。

次に、さまざまなタイプの負帰還の影響を受けるアンプの特性を表に示します。

特徴

フィードバックの種類

電圧シリーズ

電圧シャント

現行シリーズ

電流シャント

電圧利得

減る

帯域幅

増加

入力抵抗

増加

減る

増加

減る

出力抵抗

減る

増加

高調波歪み

減る

ノイズ

減る

エミッタフォロワーとダーリントンアンプ

エミッタフォロワとダーリントンアンプは、フィードバックアンプの最も一般的な例です。これらは、多くのアプリケーションで最もよく使用されるものです。

エミッターフォロワー

エミッタフォロア回路は、フィードバックアンプにおいて重要な位置を占めています。エミッタフォロアは、負電流フィードバック回路の場合です。これは主に、信号発生器回路の最終段アンプとして使用されます。

エミッターフォロワーの重要な機能は次のとおりです-

入力インピーダンスが高い
出力インピーダンスが低い
インピーダンス整合に理想的な回路です

これらの理想的な機能はすべて、エミッタフォロワ回路の多くのアプリケーションを可能にします。これは、電圧ゲインのない電流増幅回路です。

建設

エミッタフォロワ回路の構造上の詳細は、通常のアンプとほぼ同じです。主な違いは、負荷R〜L〜はコレクタ端子には存在しないが、回路のエミッタ端子には存在することです。したがって、出力はコレクタ端子ではなくエミッタ端子から取得されます。

バイアスは、ベース抵抗方式または分圧方式のいずれかによって提供されます。次の図は、エミッタフォロワの回路図を示しています。

エミッターフォロワー構築

操作

ベースとエミッタの間に印加される入力信号電圧は、エミッタセクションにあるR〜E〜に出力電圧V〜o〜を発生させます。したがって、

V_o = I_E R_E

この出力電流の全体がフィードバックを介して入力に適用されます。したがって、

V_f = V_o

R〜L〜に発生する出力電圧はエミッタ電流に比例するため、このエミッタフォロワ回路は電流フィードバック回路です。したがって、

\ beta = \ frac \ {V_f} \ {V_o} = 1

また、トランジスタへの入力信号電圧（= V〜i〜）は、V〜s〜とV〜o〜の差に等しいことに注意してください。

V_i = V_s-V_o

したがって、フィードバックは負です。

特徴

エミッターフォロワーの主な特徴は次のとおりです-

電圧ゲインなし。実際、電圧ゲインはほぼ1です。
比較的高い電流ゲインと電力ゲイン。
高入力インピーダンスと低出力インピーダンス。
入力および出力AC電圧は同相です。

エミッタフォロワの電圧利得

エミッタフォロワ回路は目立つものなので、エミッタフォロワ回路の電圧ゲインの式を取得してみましょう。エミッタフォロワ回路は次のようになります-

電圧ゲイン

上記の回路のAC等価回路を描くと、エミッタバイパスコンデンサがないため、下のようになります。

AC Equivalent

エミッタ回路のAC抵抗r〜E〜は、

r_E = r’_E + R_E

どこで

r’_E = \ frac \ {25 mV} \ {I_E}

増幅器の電圧利得を見つけるために、上の図を次の図に置き換えることができます。

置き換えられた電圧ゲイン

入力電圧は、エミッタ回路のAC抵抗に印加されることに注意してください（つまり、（r ’〜E〜+ R〜E〜）。エミッタダイオードが理想的であると仮定すると、出力電圧V〜out〜は

V _ \ {out} = i_e R_E

入力電圧V〜in〜は

V _ \ {in} = i_e（r’_e + R_E）

したがって、エミッタフォロワの電圧ゲインは

A_V = \ frac \ {V _ \ {out}} \ {V _ \ {in}} = \ frac \ {i_e R_E} \ {i_e（r'_e + R_E）} = \ frac \ {R_E} \ { （r'_e + R_E）}

Or

A_V = \ frac \ {R_E} \ {（r’_e + R_E）}

ほとんどの実用的なアプリケーションでは、

R_E \ gg r’_e

したがって、A〜V〜≈1。実際には、エミッタフォロワの電圧ゲインは0.8〜0.999です。

ダーリントンアンプ

先ほど説明したエミッタフォロワ回路は、回路の電流ゲイン（A〜i〜）と入力インピーダンス（Z〜i〜）の要件を満たすことができません。回路の電流ゲインと入力インピーダンスの全体的な値をある程度増加させるには、次の回路図に示すように2つのトランジスタを接続します。これは、*ダーリントン*構成として知られています。

ダーリントンアンプ

上図に示すように、第1トランジスタのエミッタは第2トランジスタのベースに接続されています。両方のトランジスタのコレクタ端子は互いに接続されています。

バイアス分析

このタイプの接続のため、第1トランジスタのエミッタ電流は、第2トランジスタのベース電流にもなります。したがって、ペアの電流ゲインは、個々の電流ゲインの積に等しくなります。

\ beta = \ beta _1 \ beta _2

一般に、最小限の部品で高い電流ゲインが実現されます。

ここでは2つのトランジスタが使用されているため、2つのV〜BE〜ドロップを考慮する必要があります。その他の点では、バイアス解析は1つのトランジスタで類似しています。

R〜2〜の両端の電圧、

V_2 = \ frac \ {V_CC} \ {R_1 + R_2} \ times R_2

R〜E〜の両端の電圧、

V_E = V_2-2 V _ \ {BE}

R〜E〜を流れる電流、

I _ \ {E2} = \ frac \ {V_2-2 V _ \ {BE}} \ {R_E}

トランジスタは直接結合されているため、

I _ \ {E1} = I _ \ {B2}

Now

I _ \ {B2} = \ frac \ {I _ \ {E2}} \ {\ beta _2}

だから

I _ \ {E1} = \ frac \ {I _ \ {E2}} \ {\ beta _2}

どの意味

I _ \ {E1} = I _ \ {E1} \ beta _2

我々は持っています

$ I _ \ {E1} = \ beta _1 I _ \ {B1} $ $ I _ \ {E1} \ cong I _ \ {C1} $以降

したがって、

I _ \ {E2} = I _ \ {E1} \ beta _2

我々は書ける

I _ \ {E2} = \ beta _1 \ beta _2 I _ \ {B1}

したがって、電流ゲインは次のように指定できます。

\ beta = \ frac \ {I _ \ {E2}} \ {I _ \ {B1}} = \ frac \ {\ beta _1 \ beta _2 I _ \ {B1}} \ {I _ \ {B1}} = \ベータ_1 \ beta_2

ダーリントンアンプの入力インピーダンスは

$ Z _ \ {in} = \ beta_1 \ beta_2 R_E ….. $ r ’〜e〜を無視

実際には、次の図に示すように、これら2つのトランジスタは単一のトランジスタハウジングに配置され、3つの端子はハウジングから取り出されます。

2つのトランジスタ

この3端子デバイスは、*ダーリントントランジスタ*と呼ばれます。ダーリントントランジスタは、高い電流ゲインと高い入力インピーダンスを持つ単一のトランジスタのように動作します。

特徴

以下は、ダーリントンアンプの重要な特性です。

非常に高い入力インピーダンス（M＆ohm;）。
非常に高い電流ゲイン（数千）。
非常に低い出力インピーダンス（数Ω）。

Darling tonアンプの特性は基本的にエミッタフォロワの特性と同じであるため、2つの回路は同様の用途に使用されます。

ここまで、正帰還に基づいたアンプについて説明してきました。トランジスタ回路の負帰還は、発振器の動作に役立ちます。オシレーターのトピックは、オシレーターのチュートリアルで完全にカバーされています。

アンプのノイズ

アンプは、増幅しながら、入力信号に情報が含まれているか、情報にノイズが含まれているかに関係なく、入力信号の強度を増加させます。突然の温度変化や漂遊電場や磁場により*ハム*が発生する傾向が強いため、このノイズまたは何らかの外乱が増幅器に導入されます。

アンプの性能は主にこのノイズに依存します。 *ノイズ*は、システム内の目的の信号コンテンツに妨害を与える不要な信号です。これは、システム内で生成される追加の信号であるか、入力信号の目的の情報に伴う外乱である可能性があります。ただし、これは望ましくないため、削除する必要があります。

優れたシステムとは、アンプ自体が生成するノイズが入力ソースからのノイズに比べて小さいシステムです。

ノイズ

ノイズは、元のメッセージ信号を妨害し、メッセージ信号のパラメーターを破損する「不要な信号」です。通信プロセスのこの変更により、メッセージは到達後に変更されます。チャネルまたは受信機で入力される可能性が最も高いです。

次のグラフは、ノイズ信号の特性を示しています。

ノイズ信号

したがって、ノイズはパターンがなく、一定の周波数または振幅を持たない信号であることが理解されます。それは非常に*ランダム*であり、予測不可能です。通常はそれを減らすための対策が取られますが、完全になくすことはできません。

ノイズの最も一般的な例は-

ラジオ受信機の「ヒス」音
電話での会話中の「バズ」サウンド
テレビ受信機などの「フリッカー」

ノイズの影響

ノイズは、システムのパフォーマンスに影響を与える不便な機能です。ノイズの影響が含まれます-

ノイズはシステムの動作範囲を制限します-ノイズは、アンプで増幅できる最も弱い信号に間接的に制限をかけます。ミキサー回路の発振器は、ノイズのためにその周波数を制限する場合があります。システムの動作は、その回路の動作に依存します。ノイズは、受信機が処理できる最小の信号を制限します。
ノイズは受信機の感度に影響します-感度は、指定された品質の出力を得るために必要な入力信号の最小量です。ノイズは受信機システムの感度に影響し、最終的に出力に影響します。

信号対雑音比

信号を受信して増幅する必要がある場合、最初に信号をフィルタリングして、必要に応じて不要なノイズを除去します。

存在するノイズに対する受信信号に存在する情報信号の比率は、 Signal to Noise ratio と呼ばれます。この比率は、不要なノイズの影響を受けない純粋な情報信号を生成するために、システムに対してより高くなければなりません。

SNRは次のように理解できます。

SNR = \ frac \ {P _ \ {signal}} \ {P _ \ {noise}}

SNRは、デシベルを使用して対数ベースで表されます。

SNR _ \ {db} = 10 log _ \ {10} \ left（\ frac \ {P _ \ {signal}} \ {P _ \ {noise}} \ right）

信号対雑音比は、*信号電力と雑音電力の比*です。 SNRの値が高いほど、受信出力の品質が高くなります。

ノイズの種類

ノイズの分類は、ソースのタイプ、それが示す効果、または受信機との関係などに応じて行われます。

ノイズが発生する主な方法は2つあります。 1つは何らかの external source を介して行われ、もう1つはレシーバーセクション内の internal source によって作成されます。

外部ソース

このノイズは、通常、通信の媒体またはチャネルで発生する可能性のある外部ソースによって生成されます。このノイズを完全に除去することはできません。最良の方法は、ノイズが信号に影響を与えないようにすることです。

このタイプのノイズの最も一般的な例は-

大気ノイズ（大気の不規則性による）
太陽ノイズや宇宙ノイズなどの地球外ノイズ
産業騒音

内部ソース

このノイズは、機能中に受信機コンポーネントによって生成されます。回路内のコンポーネントは、継続的な機能により、わずかな種類のノイズを生成する場合があります。このノイズは定量化できます。適切な受信機設計により、この内部ノイズの影響を低減できます。

このタイプのノイズの最も一般的な例は-

熱攪拌ノイズ（ジョンソンノイズまたは電気ノイズ）
ショットノイズ（電子とホールのランダムな動きによる）
通過時間ノイズ（遷移中）
その他のノイズは、フリッカー、抵抗効果、ミキサー生成ノイズなどを含む別のタイプのノイズです。

最後に、これは、送信機または受信機のセクションに存在するものの、ノイズがどのようになり、それがアンプにどのように影響するかについての全体的なアイデアを提供します。低信号を増幅し、低レベルのノイズを増幅するアンプは、低ノイズアンプと呼ばれます。

ここで説明するすべてのタイプのアンプは、何らかの形で多少なりともノイズにさらされています。アンプの性能により、不要な要素を処理する効率が決まります。

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材料の種類

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逆バイアス状態

トランジスタ-概要

トランジスタの使用

トランジスタの構造の詳細

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Base

コレクタ

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PNPトランジスタの動作

NPNトランジスタの動作

トランジスタの利点

トランジスタ構成

共通ベース（CB）構成

現在の増幅係数（α）

コレクタ電流の式

CB構成の特性

共通エミッター（CE）構成

ベース電流増幅率（β）

βとαの関係

コレクタ電流の式

膝電圧

CE構成の特性

共通コレクター（CC）構成

現在の増幅率（γ）

γとαの関係

コレクタ電流の式

CC設定の特性

トランジスタ動作領域

トランジスタバイアス

アクティブリージョン

飽和領域

カットオフ領域

トランジスタ負荷線解析

出力特性

ロードライン

DC負荷ライン

Aを取得するには

Bを取得するには

AC負荷線

ACおよびDC負荷線

動作点

忠実な増幅

忠実な増幅の重要な要因

適切なゼロ信号コレクター電流

いつでも適切な最小V〜BE〜

いつでも適切な最小V〜CE〜

アンプとしてのトランジスタ

トランジスタアンプ

例

アンプの性能

入力抵抗

出力抵抗

有効なコレクター負荷

電流ゲイン

電圧利得

パワーゲイン

電流ゲイン×電圧ゲイン

トランジスタバイアス

トランジスタバイアス

DCバイアスの必要性

操作点に影響する要因

安定

安定化の必要性

I〜C〜の温度依存性

個々のバリエーション

熱暴走

安定係数

トランジスタバイアスの方法

ベース抵抗法

利点

デメリット

コレクターからベースへのバイアス

コレクター帰還抵抗によるバイアス